摘要

雷達是人類進行全天候目標探測與識別的主要手段，多功能、高精度、實時探測一直是雷達研究者追求的目標。這些特性實現的基礎都是對寬帶微波信號的高速操控，但受限于“電子瓶頸”，寬帶信號的產生、控制和處理在傳統電子學中極為復雜甚至無法完成。光子技術與生俱來的大帶寬、低傳輸損耗、抗電磁干擾等特性，使其成為突破雷達帶寬瓶頸和“照亮雷達未來”的關鍵使能技術。同時光子系統重量輕、體積小、可集成，可以將雷達系統的體積重量降低數十倍，從而大大減輕飛機、衛星、艦艇等的載荷。因此光子技術的引入有可能改變現有雷達系統的體制，賦予雷達系統更加蓬勃的生命力。本文總結了國內外光子雷達系統的主要研究進展，討論了光子雷達系統中的關鍵技術，并展望了光子雷達及其關鍵技術的發展趨勢。

關鍵詞

微波光子雷達；信號產生；信號處理；波束形成

未來的戰爭將是地、海、空、天一體化的多維空間立體戰，不但有水下、水面、空中、地面硬殺傷兵器在有形空間展開的火力戰，還有信息獲取傳感器與軟殺傷兵器在無形空間展開的信息戰。導彈等精確制導武器的大量使用改變了以往戰爭中的攻防結構，擴大了交戰的空間，交戰雙方相距很遠時，就可以用導彈相互實施攻擊，先知先覺成為有效攻擊和防御的首要任務。雷達作為現代戰爭中極為重要的軍事裝備，是海、陸、空、天各兵種的“眼睛”，是全天時、全天候、復雜環境下發現和跟蹤各種威脅的重要手段，自誕生以來就被廣泛研究^[1-5]。然而，隨著雷達技術的發展，對抗雷達的作戰平臺和作戰方式也得到了長足的發展；同時，隨著飛行器技術的發展，雷達所需探測的目標的特征和電磁特性也日益復雜，使得雷達技術和系統必須不斷發展和演進才能有效發揮作用。當前，日趨復雜的戰場環境要求雷達既能搜索遠距離目標，又能發現近距離目標；既能探測中空、高空目標，又能指示低空目標；既能進行多目標搜索、跟蹤，又能進行制導和導航；既能輕松識別強目標，又能有效探測到低、慢、快、小、隱等低可觀測目標^[4-5]；此外，雷達在作戰中還擔負著戰場環境感知（成像、氣象觀測）、警戒、電子反制、敵我識別等多種任務。然而，傳統雷達基本上屬于單一功能設備，即某一特定雷達只能完成某一種或某一類特定任務，這不可避免會造成以下后果^[6]：1）雷達裝備的品種繁多、結構復雜，給研制、生產、使用和維護帶來極大不便，直接影響裝備的通用化和標準化建設；2）作戰中，大量數據從各個性能不同的雷達傳感器送至控制計算機，在系統反應時間上形成薄弱環節，最終影響作戰效能；3）在艦船、飛機、衛星等具有有限裝備空間、有限載重范圍和有限能源供給的載體中，同時配置多部雷達將帶來嚴重的電磁兼容性等問題，對載荷能力和續航能力提出巨大的挑戰；4）各雷達參數固定，在電子對抗中易被捕獲和壓制，生存能力較低。如果雷達的工作頻率可以跨越多個波段，一方面雷達的參數在作戰時不易被敵方獲取，在電子對抗中具有較高的生存能力，另一方面可以在同一部雷達中同時實現或快速切換雷達的功能，使之擁有多種工作模式^[7]。此外，大帶寬本身對應著雷達的高分辨率。因此實現集多種功能于一體的新型雷達，研制和試驗多波段寬帶可重構雷達已成為重要的發展趨勢。

要想實現多波段寬帶可重構雷達，寬帶射頻前端是當前最為關鍵的挑戰。然而受限于“電子瓶頸”，電子技術難以實現寬帶信號的產生、控制和處理。微波光子技術的快速發展和不斷成熟為多波段可重構雷達帶來了希望。相比于傳統電子技術，微波光子技術能夠提供高頻率、多波段的本振源和高精細、大帶寬的任意波形產生，基于光真延時的波束形成可克服傳統相控陣波束傾斜和孔徑渡越等難題，微波光子模數變換在高采樣率下仍能保持較高的有效比特數。此外，微波光子技術相對于電技術還具有傳輸損耗低、質量輕及抗電磁干擾等潛在優勢^[8-10]，因此基于微波光子技術的雷達能有效克服傳統電子器件的若干技術瓶頸，改善和提高傳統雷達多項技術性能，甚至有望成為下一代雷達系統的關鍵，為雷達等電子裝備技術與形態帶來變革。

微波光子技術自誕生以來就受到了國際學術界、工業界和國防部門的高度重視，美國國防部高級研究計劃局（DAR?PA）近年來設立了數十個項目支持核心微波光子器件、光電振蕩器、光任意波形產生（OAWG）、光模數轉換（ADC）、模擬光子信號處理、模擬光子前端、光電集成等技術的研究^[11]。中國和歐盟也對微波光子技術進行了重點支持，相應的器件、模塊、單元技術日趨成熟。隨著微波光子技術的發展，將微波光子技術應用于多功能雷達系統已成為眾多國家的重要研究課題。以歐盟為例^[12]，設立“全光數字雷達”（PHODIR）項目以設計和實現基于光子技術的全數字式雷達驗證裝置。該裝置在發射機端實現了高頻信號的光子學產生，同時在接收端對雷達回波信號進行了超高比特率的光子采樣，發射和接收共享同一基準源，從而確保了收發相參。在PHODIR項目的基礎上，設立“預工業化光子雷達設計”（PREPaRE）項目，進行微波光子雷達的預工業化設計，以期將PHODIR項目的光子雷達推向工業化。設立“用于寬帶互聯的集成光毫米波器件和功能”（IPHOBAC）項目，研究先進緊湊的光子源，包括高頻譜純度及穩定性的微波源，超寬帶可調諧微波源和帶集成天線的發射機。設立“用于下一代合成孔徑雷達應用的光子前端”（GAIA）項目，發展用于未來合成孔徑雷達的陣列天線所要求的光子技術，包括陣列天線的光信號分發，在發射和接收時采用集成光路對每個天線單元進行真時延控制，設計適用于大型可展開天線的光控波束形成。因此，微波光子雷達不僅被學術界認為是新型雷達的未來，也被工業界視作切實可行的解決方案。本文將回顧國內外微波光子雷達關鍵技術與系統集成的主要研究進展，并對微波光子雷達進一步發展進行展望。

1、微波光子雷達系統研究進展

目前國際上微波光子雷達主要有美國、歐盟、俄羅斯3條發展路徑，中國也在不斷跟蹤研究中形成了鮮明的特色。

1.1 美國微波光子雷達研究進展

早在20世紀80年代末，美國DARPA就開始支持微波光子雷達相關的研究，并形成了圖1中的發展規劃。根據該規劃，微波光子學在雷達系統中的應用將分3個階段。圖1（a）為傳統微波雷達接收前端：雷達回波由天線陣列收集，隨后放大、濾波，接著波束形成網絡對來源于不同空間方向的信號進行選擇，所得到的信號經傳輸網絡送至中心處理站，變頻后進入數字接收機做進一步處理。在這種雷達前端中，信號傳輸一般由同軸電纜完成，其傳輸損耗約為1 dB/m，長距離傳輸時需多級放大才能補償信號衰減，而這必然引入大量的非線性和噪聲，增加了能耗。因此，美國DARPA在第1階段開展高線性模擬光鏈路的研究，如圖1（b）所示，利用超低損耗的光纖（傳輸損耗僅有0.0002 dB/m）取代體積大、質量大、損耗大和易被電磁干擾的同軸電纜。這個階段的典型成果為20世紀70年代末美國莫哈韋沙漠中的“深空網絡”^[13]，它由分布在數十km內的多個大型蝶形天線組成，這些天線借助光纖傳輸1.42 GHz超穩參考信號，并利用相控陣原理等效成一個巨大的天線。

圖1、DARPA 微波光子雷達發展規劃
Fig. 1 Development plan of microwave photonic radar of DARPA

美國DARPA微波光子雷達第2階段的目標是實現光控（真延時）波束形成網絡，用于替代在寬帶情況下會出現波束傾斜、孔徑渡越等問題的傳統相移波束形成網絡，如圖1（c）所示。這個階段的典型成果是1994 年美國休斯飛機公司（Hughes Aircraft）實現的基于光纖波束形成網絡的寬帶共形陣列^[14]。在該陣列中，休斯飛機公司采用了電延時和光延時的混合模塊實現對發射信號延時的控制，如圖2所示，其中光延時模塊采用的是最簡單的基于光開關的延時模塊。該相控陣系統實現了0.35~2.1 GHz范圍內16陣元的±45°范圍內1.31°的角度掃描精度，且在寬帶寬角掃描時沒有觀測到波束傾斜效應。

圖2、美國休斯飛機公司電光混合真延時模塊示意
Fig. 2 Hybrid electronic and optical true time delay module of Hughes Aircraft

進入21世紀后，隨著光纖通信的蓬勃發展，光子技術越來越成熟，光電轉換效率不斷提升，微波光子技術也得到了飛速發展。因而，美國DARPA將微波光子雷達研究第3階段目標定為微波光子信號處理的實現，期望研制出芯片化的微波光子雷達射頻前端，如圖1（d）所示。為此美國DARPA設立了諸多項目^[11]，包括“高線性光子射頻前端技術”（PHORFRONT），“光子型射頻收發”（P-STAR），“適于射頻收發的光子技術”（TROPHY），“超寬帶多功能光子收發組件”（UL?TRA-T/R），“光任意波形產生”（OAWG），“可重構的微波光子信號處理器”（PHASER）、“大瞬時帶寬AD變換中的光子帶寬壓縮技術”（PHOBIAC），“模擬光信號處理”（AOSP），“高精度光子微波諧振器”（APROPOS）等。目前不少項目及其衍生項目還在執行中。盡管美國DARPA對微波光子學的研究投入了大量人力財力，大大推動了微波光子學的發展，但其更加重視微波光子學基礎技術的攻關，而在微波光子雷達系統上的報道較少。

1.2 歐盟微波光子雷達研究進展

不同于美國，歐盟更加關注微波光子雷達系統的研究。世界十大防務集團之一——意大利芬梅卡尼卡集團認為微波光子雷達系統的發展要分4步走，如圖3所示。第1步，采用光子技術輔助射頻功能的完成，主要包括利用光纖進行射頻信號的遠距離傳輸等；第2步，采用光子完成復雜的射頻功能，包括高頻高穩高純微波信號的光學產生，利用光子技術進行微波信號的移相濾波變頻采樣等處理；第3步，光子技術取代部分電技術在雷達系統中發揮作用，主要涉及光控波束形成在部分雷達系統中的應用；第4步，采用光子技術構建雷達系統，亦即實現全光的雷達收發樣機。

圖3、歐盟微波光子雷達發展規劃
Fig. 3 Development plan of microwave photonic radar of European Union

歐盟第1次在雷達系統中測試微波光子技術要追溯到1996年歐洲最大防務電子集團——泰勒斯（Thales）集團完成的光控相控陣樣機^[15]，如圖4（a）所示。不同于美國休斯飛機公司的光纖波束控制雷達系統，泰勒斯集團的光控相控陣系統采用了空間光延時模塊對信號的延時進行控制。該系統工作于2.5~3.5 GHz，擁有16個陣元，可實現5 bit的延時控制和6 bit的相位控制。實驗中完成了2.7~3.1 GHz范圍內±20°的波束控制，無波束傾斜效應。此后泰勒斯集團還基于空間光延時實現了緊湊的真延時單元，并進行了外場測試，可實現6~18 GHz，掃描角度為±20°的無波束傾斜波束控制。該模塊的照片和結果如圖4（b）~（c）所示。

圖4、泰勒斯集團的光控相控陣樣機、真延時單元照片及外場測試結果

Fig. 4 Optically controlled phased array prototype of Thales, the photo of true time delay module, and the results of the field test

2013年，意大利國家光子網絡實驗室的Bogoni團隊完成了1個結合微波光子多載波產生、發射和接收的光子雷達收發信機PHODIR（圖5（a）），該工作于2014年3月在《Nature》

發表^[16]。在發射端，具有超低抖動的鎖模激光器產生1串光頻梳輸入到微波光子信號發生器中。在微波光子信號發生器中，光頻梳信號被分成兩路，分別經過2個光濾波器選出2根梳齒，其中1根梳齒調制上中頻信號，另1根梳齒經過頻移后與前1根梳齒合并拍頻，實現雷達發射信號的產生。通過選擇不同的梳齒可以產生400 MHz~40 GHz頻率步進可調的雷達發射信號。在接收端，利用鎖模激光器產生的光脈沖對接收到的雷達回波進行超快采樣。采樣后的信號經過光串并轉換和時域拉伸進行降速，再進入低速電模數轉換器中做進一步的量化和編碼。該方案采用了鎖模激光器為雷達發射機提供可重構波形，理論上可以產生上百GHz的微波信號，同時為接收機的光模數變換提供超低抖動的窄脈沖，避免了混頻器的使用，提高了系統的穩定性和靈敏度，保證了收發相差。PHODIR雷達還進行了外場測試，得到了如圖5（b）~（e）所示的結果。其中圖5（b）為外場測試飛機的起飛軌道，圖5（c）為A所在點的距離-速度圖，圖5（d）為距離和速度分辨率的放大圖，圖5（e）為未使用編碼時的距離圖，圖5（f）為使用了13位巴克碼編碼的距離圖。從實驗結果可以看出，未使用編碼前系統的距離分辨率為150 m，速度分辨率為2 km/h。編碼后系統的距離分辨率提升至23 m。該系統的探測距離可達30 km。

圖5、PHODIR 雷達及外場測試結果
Fig. 5 Schematic diagram and the field test result of PHODIR

2015年，Bogoni研究組^[17]對系統進行了改進，將PHODIR雷達拓展至雙波段。系統核心是1個雙波段射頻發射機和1個雙波段射頻接收機，如圖6所示。在發射端，鎖模激光器產生的寬譜信號分成3路，分別通過3個光濾波器選出不同載波的光梳齒，其中第1路被調制上中頻波形信號，后與第2路和第3 路合并拍頻，拍頻可以得到2 個載有信息的射頻信號。分兩路由2個射頻前端進行選頻放大，而后經過天線發射出去。在接收端，天線接收到的雷達回波經過選頻放大等操作被重新調制回鎖模激光器的1個梳齒上，與另外2根梳齒合并混頻，從而將射頻信號下變頻到中頻。所得到的中頻信號輸入電模數轉換器和數字信號處理模塊中進一步處理。該研究小組還對PHODIR雙波段雷達進行了外場測試，首先對比了PHODIR 和商用X波段SEAEAGLE 雷達成像結果，如圖7所示。圖7（a）為光子雷達探測到港口圖片，圖7（b）、（c）分別是SEAEAGLE雷達和雙波段微波光子雷達X頻段分系統的平面位置指示器圖像，二者符合極好，證明該雙波段雷達樣機已達到了商用先進雷達的性能。隨后又同時發射S和X波段波形對港口的一艘輪船進行成像和測速，并利用發射的S和X波段波形內在的相參性將兩波形進行數據融合，省去了數據融合時復雜的相位校準算法，最終等效成帶寬為兩信號帶寬之和的信號。圖8（a）為目標的圖像，圖8（b）、（c）分別為S、X波段探測到的一維距離像，圖8（d）是利用融合算法合成的一維距離像。此時的探測精度相當于兩信號帶寬之和對應的探測精度，使得圖中顯示出了更多的細節。該小組還對更多的非合作目標進行了合成孔徑成像，如圖8（e）~（j）所示。圖8（e）為空中非合作目標波音737，圖8（h）為海上非合作目標輪船。圖8（f）和（g）分別為S波段和X波段對圖8（e）的成像結果，圖8（i）和（j）分別為S波段和X波段對圖8（h）的成像結果。該系統的最大優點在于通過同一個發射機和接收機同時實現了雙波段信號的發射與接收，大大降低了系統對硬件的要求。此外，該系統在發射機和接收機中使用了同一個鎖模激光器，保證了收發的相干性，有利于通過光混頻方法將信號頻率降到中頻處理。然而，要實現對發射信號頻率的靈活選擇，要么需要多組特定頻率的雷達射頻前端，要么需要性能較好的可調諧電濾波器，這仍然是該系統的挑戰之一。

圖6、基于光子系統的雙波段雷達發射機和接收機
Fig. 6 Transmitter and receiver of the dual-band PHODIR

圖7、PHODIR 與商用SEAEAGLE 成像對比
Fig. 7 Imaging result comparison between the PHODIR and SEAEAGLE

（a）目標的圖像；（b）S 波段探測到的一維距離像；（c）X 波段探測到的一維距離像；（d）利用上述融合算法合成的一維距離像；（e）空中非合作目標波音737；（h）海上非合作目標輪船；（f）和（g）分別為S 波段和X 波段對（e）的成像結果；（i）和（j）分別為S 波段和X 波段對（h）的成像結果

圖8、PHODIR 雙波段雷達外場測試結果
Fig. 8 Field test results of the dual-band PHODIR

除了對全光多波段雷達樣機的探索，Bogoni團隊還研究了雷達/通信雙用途原型機^[18]，基本框圖如圖9所示。系統中通過一個雷達發射機產生并發射中心頻率為2.4 GHz、帶寬為20 MHz的雷達信號測試動目標“汽車”的距離和速度，同時通過1個通信發射機發射4.9 GHz的64-QAM信號用于無線通信。兩信號通過相互獨立的天線發射，但被同一個開槽波導陣列雙波段天線接收，輸入到同一個射頻接收機中進行處理。通過同時對兩信號進行光下變頻處理。一方面測得了汽車的行駛速度約為50 km/h，距離約為13.8 m，另一方面，在雷達信號存在的情況下，通信信號的誤差矢量幅度并沒有什么變化，說明兩分系統之間不會互生干擾。與沒有光電下變頻，直接接收電信號對比，僅有光電電光轉換引入的3 dB左右損耗。上述系統的實現，說明未來該原型機能夠利用同一個光子收發信機和天線完成多波段、多制式信號的產生、發射、接收和檢測，實現真正意義上軟硬件共享的雷達/通信一體化系統。除此以外，該研究小組還研究了激光雷達和射頻雷達的綜合系統^[19]，利用同一個鎖模激光器分別為激光雷達和射頻雷達提供高穩定的光源，在節省硬件資源的同時，也使得兩雷達系統可以互為補充，增加了雷達系統在作戰環境中的魯棒性。

圖9、雷達/通信雙用途原型機原理及測試結果

Fig. 9 Schematic diagram and the experimental results of the integrated radar and communication system

1.3 俄羅斯微波光子雷達研究進展

俄羅斯也一直在發展微波光子雷達技術，由于其主要論文均由俄文撰寫，國際社會對其研究進展了解甚少，直至2014年俄羅斯最大的無線電子設備制造商無線電電子技術聯合集團（KRET）公開宣布，受俄羅斯政府資助開展“射頻光子相控陣”（ROFAR）項目研究。該項目旨在開發基于光子技術的通用技術和核心器件，制造射頻光子相控陣樣機，用于下一代雷達和電子戰系統。根據俄羅斯塔斯社最新報道稱，ROFAR 采用分布式系統，可以發射帶寬高達100 GHz的信號，發射機能效大于60%，可以對幾百km外的物體實現3D成像^[20]。相對于傳統雷達，ROFAR雷達的系統質量降低50%，分辨率可以提升數10倍。未來，這些射頻光子相控陣單元有望用于俄羅斯“智能蒙皮”計劃中和第六代戰斗機上，實現集無源偵收、有源探測、電子對抗和安全通信多功能于一體的360°全覆蓋掃描以及機上資源的一體化調度；ROFAR也有可能安裝在俄羅斯正在研制的飛艇上，利用飛艇大表面優勢，將天線陣列分布于蒙皮上，為俄羅斯提供導彈預警（圖10）。

圖10、ROFAR 雷達及其可能應用的飛艇與戰斗機
Fig. 10 Photos of ROFAR radar, the seaplane and the fighter

1.4 國內微波光子雷達研究進展

從公開的報道來看，國內微波光子雷達的研究可以追溯至21世紀初，雖然相比美國和歐盟起步略晚，但發展極為迅速。2013年南京航空航天大學成立了雷達成像與微波光子技術教育部重點實驗室，先后開展了基于光纖連接的分布式雷達^[21-22]、超寬帶噪聲雷達^[23-25]、無源雷達^[26]等雷達系統研究。2017年6月，南京航空航天大學聯合中國電子科技集團第14研究所研制出了可實現小目標實時成像的微波光子雷達驗證系統^[27]，如圖11所示。該系統發射端利用微波光子倍頻技術將4.5~6.5 GHz 的線性調頻信號倍頻到K 波段（18~26GHz），由天線輻射到自由空間。該寬帶信號經待測目標反射后，由接收天線收集并與參考信號進行光混頻去斜，得到僅包含目標距離，多普勒頻移等信息的低速信號。通過數字信號處理實現對待測目標的實時成像。該系統利用微波光子技術對接收信號進行預處理，在不損失信息量的前提下極大地壓縮了數據量，成功實現了對小尺寸目標的實時高分辨成像，成像精度優于2 cm。此技術突破了電子技術對帶寬與處理速度的限制，能為高精度實時雷達目標監測提供可靠的技術支持。課題組還對小型非合作目標無人機進行了高清實時成像。同期，中國科學院電子學研究所微波成像技術國家重點實驗室的研究團隊也完成了基于微波光子技術的SAR成像研究^[28]，其雷達發射信號帶寬為600 MHz，對應成像分辨率25 cm。該系統實現了大型非合作目標波音737的成像，如圖12所示，有效論證了微波光子雷達的可行性。清華大學也報道了一種用于測距和成像的光子雷達系統^[29]，該系統利用1個4位光數模轉換器（DAC）產生了1個中心頻率10 GHz，帶寬4 GHz的線性調頻信號，經發射天線發射、目標反射及接收天線接收后，攜帶上目標的距離和速度等信息。該光子雷達系統的距離精度為5 cm，測速精度為2 m/s。此外，2015年上海交通大學還報道了基于鎖模激光器的光子雷達系統，用于測距^[30]，該系統原理如圖13所示，發射機利用兩路啁啾的光脈沖拍頻得到中心頻率和帶寬可調諧的線性調頻信號，經過待測目標反射回接收天線，所接收的信號經過光電調制器調制到光信號的幅度上，再經過一段色散光纖進行時域拉伸后輸入光電探測器進行包絡探測，得到攜帶距離信息的信號。在測距實驗中，所產生的線性調頻信號中心頻率為10 GHz，帶寬為4 GHz，成功區分出4 m外相距6 cm的2個目標。

圖11、南京航空航天大學實時成像光子雷達系統及實驗結果

Fig. 11 Schematic diagram and the experimental results of the real-time imaging microwave photonics radar of Nanjing University of Aeronautics and Astronautics (NUAA)

圖12、中國科學院電子學研究所波音737 外場測試ISAR 成像結果

Fig. 12 ISAR imaging results of Boeing 737 with the microwave photonics radar developed by Institute of Electronics, Chinese Academy of Sciences

圖13、上海交通大學光子雷達樣機
Fig. 13 Photonics radar prototype developed by Shanghai Jiao Tong Univeristy

從上述若干典型微波光子雷達系統可以看出，微波光子技術的引入可以大大提升了雷達系統的性能，例如探測精度得到提升、多波段多功能實現融合等，但大部分雷達系統還只是能力演示，難以真正實用，因此，對微波光子雷達系統中關鍵技術的研究與提升仍然是當前關鍵。

2、微波光子雷達關鍵技術

雷達是通過發射電磁波并接收回波來探測目標位置、速度和特性的系統，一般由中控設備、發射機、接收機等組成，基本原理如圖14所示。波形發生器產生的雷達波形與本振信號混頻至所需波段，通過波束形成網絡實現發射波束的空間指向控制，經由陣列天線輻射到空間。接收時，接收到的信號經過分發、切換和傳輸，再經過波束形成網絡實現不同空間方向的信號收集，隨后變頻、濾波、數字化，輸入到信號處理器中進一步處理。從上述系統可以看出，雷達系統的關鍵技術包括高性能本振產生、任意波形產生、混頻、波束形成、模數轉換等。下面從5方面深入探討微波光子雷達的關鍵技術。

圖14、傳統雷達系統原理
Fig. 14 Schematic diagram of the traditional radar system

2.1 本振信號光產生

在雷達系統中，本振信號質量的好壞很大程度上決定了發射信號和接收機中頻信號的質量。一個高穩定低相噪的本振源對弱目標探測至關重要，否則目標回波信號將淹沒在噪聲中難以提取。另一方面，本振信號還作為參考信號提取回波信號的延時，得到目標的位置信息等，不穩定的信號會對延時的測量引入較大誤差，影響雷達的探測性能。此外，為了降低系統的虛預警率，本振信號需具有較大的邊模抑制比。隨著下一代雷達系統對更高載波頻率的需求，傳統的電微波產生方法不斷顯現出其局限性。光電振蕩器（OEO），作為一種產生高頻譜純度微波和毫米波的新型信號源^[31]，可產生數MHz到數百GHz的高純度微波或毫米波信號，相位噪聲可以達到接近量子極限的-163 dBc/Hz@10 kHz，是一種非常理想的高性能微波振蕩器。

光電振蕩器的基本結構如圖15所示，主要由激光器、電光調制器、光電探測器、放大器和帶通濾波器等組成。光源發出的連續光信號進入電光調制器進行強度調制，然后經過光纖傳輸后進入光電探測器。光電探測器將光信號轉變為電信號后進入由微波放大器、帶通濾波器組成的選頻、放大鏈路，其中帶通濾波器執行選頻操作，抑制不需要的雜波，微波放大器提供微波信號增益。最后微波信號輸入電光調制器，調制光源發出的連續光信號，形成反饋回路。信號在整個回路中多次循環，經過不斷光電轉換、放大及反饋過程，最終建立起穩定的自激振蕩。由于光纖的損耗較低，電光調制器和光電探測器之間的光纖可以長數km或數十km，這將大大提高振蕩腔的儲能時間，而儲能時間又正比于振蕩器的品質因數，所以光電振蕩器可以振蕩出超高純度的微波信號。作為比較，傳統微波諧振腔的腔長僅為數cm，因此光電振蕩器的相位噪聲可有若干數量級的降低。當前國內外對光電振蕩器的研究主要集中在4個方面，一是突破光電器件帶寬的限制實現高頻微波信號產生，二是實現超高純度超低相位噪聲信號的產生，三是有效抑制邊模和雜散，四是提升所得信號的頻率穩定度。

圖15、光電振蕩器的基本結構
Fig. 15 Schematic diagram of the basic structure of OEO

為了實現高頻微波信號的產生，可以在振蕩器內采用新型大帶寬器件，譬如：美國中佛羅里達大學采用帶寬70 GHz的電光調制器和光電探測器以及高精細度的法布里-珀羅（Fabry-Perot，F-P）標準具實現了最高頻率為60 GHz的光電振蕩器^[32]；北京大學基于布里淵散射效應實現了60 GHz的可調諧光電振蕩器^[33]；也可以在光電振蕩器內進行倍頻，例如南京航空航天大學微波光子學實驗室提出的基于偏振調制器的倍頻光電振蕩器等^[34-36]。

在光電振蕩器中，輸出信號的相位噪聲主要來源于激光器、光電探測器、放大器等有源器件的熱噪聲、散射噪聲及相對強度噪聲，因此要降低信號的相位噪聲，可以通過優化各器件（如激光器、調制器、探測器、放大器等）的參數與工作狀態（偏壓、增益、飽和、非線性等），并結合使用長光纖環路（因長光纖會帶來衰減、非線性、色散等，并非越長越好）^[37]。

為了獲得高的邊模抑制比，最直接的方法是采用很窄的濾波器濾除邊模。但是為了得到高Q 值，通常需要選取長光纖，這就使得振蕩模式間隔極小，普通的電濾波器或光濾波器很難濾除所有的邊模。通常的解決辦法是構建2個或多個環路，利用游標卡尺效應，實現邊模的有效抑制^[38-39]。還有一種方法是用超高Q 值的光濾波器，如相移-光纖布拉格光柵（PS-FBG）^[40]、法布里-珀羅（F-P）腔、回音壁模式諧振器等^[41-42]。這種光濾波器既可以精細濾波，本身也是一種良好的儲能器件，因而可以代替長光纖，這使得光電振蕩器的結構極為緊湊，甚至可以集成^[42]。還可以采用耦合式光電振蕩器結構，通過主動鎖模光纖激光器環路提高振蕩器的Q 值，從而避免長光纖的使用^[39,43]。此外，基于外部注入鎖定的光電振蕩器通過將OEO的振蕩模式引導至外部注入信號頻率處，并形成振蕩。由于注入信號的激勵作用，OEO的邊模可被極大抑制^[44]。

由于OEO的環路主要由光纖構成，其腔長容易受到環境的溫度、應力等影響發生變化，直接造成起振基頻的變化，從而使輸出頻率發生漂移或跳頻。當前維持光電振蕩器穩定振蕩的主要思路是將其小型化并加以適當的鎖相環、工程封裝和溫度控制。例如，OEwaves公司開發了一種可集成的回音廊模式諧振器代替光纖形成高Q 值振蕩腔，已將OEO向實用化推進^[45]；歐洲空間局提出采用對溫度不敏感的特殊光纖（如實芯光子晶體光纖）代替普通單模光纖，降低振蕩腔對環境的敏感度；同時，美國空軍實驗室使用鎖相環技術實現了光電振蕩器的頻率穩定輸出^[46]。

國內對光電振蕩器的研究稍晚于國外，且研究更多地集中于基于光電振蕩器分立器件系統的研究與應用。清華大學婁采云課題組^[47]首先將光電振蕩器應用于時鐘提取與分頻研究中。天津大學于晉龍等^[48]基于光偏振復用技術實現新型雙環OEO。此外，北京大學、浙江大學、中國科學院半導體研究所、東南大學等國內多個高校和研究所在國家自然科學基金等項目的支持下，也對光電振蕩器進行了深入研究，實現了多種結構的光電振蕩器，形成了若干樣機，并用于碼型轉化、射頻上下變頻、時鐘恢復等信號處理單元中。圖16為南京航空航天大學構建的基于注入鎖定及鎖相技術的光電振蕩器原理樣機。該樣機的輸出頻率為10 GHz，1 kHz 頻偏處的相位噪聲低于-125 dBc/Hz，10kHz頻偏處的相位噪聲低于-148 dBc/Hz，雜散抑制比>80 dBc，阿倫方差@1 s為10^-12。

圖16、南京航空航天大學的10 GHz 超低相噪光電振蕩器
Fig. 16 Photos and phase noise of the ultra-low phase noise OEO of NUAA

2.2 雷達波形的光學產生

在雷達系統中，發射信號的功率、時寬、帶寬、編碼形式等參數決定了系統的探測距離、探測精度和抗干擾能力。隨著下一代雷達系統對探測能力的要求越來越高，傳統電子波形產生技術已越來越難以滿足雷達系統的需求。當前電子較好的技術水平能生成與處理的信號帶寬往往低于2 GHz。而某些新型雷達已希望具備5~10 GHz甚至20 GHz以上的超大帶寬信號生成能力，以期達到cm量級的分辨率，從而大幅提升雷達系統的識別能力。受益于光子技術的大帶寬，微波光子技術提供了超大帶寬雷達信號產生的可能性。當前微波光子雷達波形產生的思路主要有5種。

第1種是光頻時映射法。光脈沖發生器產生一串超窄脈沖（寬譜信號），經光頻譜整形器將信號頻譜刻畫成所需信號的時域形狀，再經過色散元件將頻譜形狀映射到時域，通過光電探測器檢測出時域包絡，得到所需要的信號。美國普渡大學的Weiner課題組^[49]對這種方法研究較為深入。加拿大渥太華大學^[50]，國內的上海交通大學^[30]、西南交通大學^[51]、南京航空航天大學^[52]等對此都有所研究。這種方法的優點在于可以靈活控制輸出信號的波形，可以產生帶寬高達50 GHz的超大帶寬信號。但是其局限主要在于所產生信號的時寬較小，通常只有幾ns，難以滿足遠距離雷達的需求。

第2種是光注入半導體激光器法。由于半導體激光器腔長極短（數百μm量級），從外界注入光功率消耗腔內載流子，即可改變諧振腔的等效折射率，進而改變諧振波長。這個特點使得高效、高速操控光信號的頻率、相位和幅度成為可能。若外注入光仍然存在，其波長與激光器諧振波長的間隔在微波波段，則可以產生頻率、相位和幅度可高速調控的雷達波形。國際上，加州大學洛杉磯分校的Liu課題組^[53]對此研究較為深入，實驗和理論詳細研究了光注入半導體激光器的各種非線性動態特性，并從光譜特性上分析了各種動態現象的成因。本課題組也基于這種方法提出了寬帶雷達波形產生方案^[54-56]，即通過改變調制在外注入光上的低速電信號動態地控制注入到激光器的光強度，進而實現對所產生微波信號瞬時頻率的控制。改變低速電信號的參數，則雷達波形的帶寬、時寬、重復頻率、中心頻率、波形種類等參數均隨之改變，波形切換速度快（<100 ps）。基于這種方法，本課題組使用一個100 kHz重頻的鋸齒波得到了帶寬大于12 GHz、時寬大于10 μs的線性調頻信號^[54]；使用多電平階梯波信號得到了高速跳頻微波信號（包括線性遞增序列和科斯塔斯序列等）^[55]。

第3種是電光相位調制與外差法。基本原理是根據目標波形計算出其相位隨時間變化的關系式，然后相位調制2個相位相關的光波長，使相位差等于所需的相位表達式，最后經過光電探測器拍頻即可得到所需的波形。這種方法較為簡單，可以實現任意波形的產生^[57-61]。但它的主要問題在于調制器所能承受的最大功率有限，調制系數較低，所生成信號的時寬帶寬積受限（通常只有10左右）。為了解決這一問題，提出一種基于分段調制方法等效提升系統的調制系數，得到了中心頻率可連續調諧，帶寬為4 GHz，時寬為1 μs的大時寬帶寬積線性調頻信號。相對于未分段情況，這種方法可將時寬帶寬積提升了500倍以上^[62]。

第4種是微波光子倍頻法。將電域產生的波形經過電光轉換調制到光信號上，通過微波光子倍頻技術增加波形的中心頻率和帶寬。這種方法的優點在于結合了光電各自的優勢：電系統產生窄帶信號已經非常成熟，而光技術的寬帶特性使其在寬帶倍頻方面優勢明顯，從而能夠產生高頻大帶寬信號。日本情報通信研究機構對此研究較多。實驗最高產生了頻率75~110 GHz、脈沖持續時間20 μs、時寬帶寬積為7×10⁵的線性調頻信號^[63]。也基于這種方法在電域產生時寬為1 μs的4.5~5.5 GHz和7~8 GHz的線性調頻信號，利用偏分復用雙平行馬赫增德爾調制器得到了4倍頻的18~22 GHz和28~32 GHz的雙波段雷達發射波形^[64]。

第5種是光數模轉換（DAC）法。基本原理是通過設計不同的數字信號序列，然后經過數模轉換產生所需的波形。DAC 根據其主要結構可以劃分為并行加權DAC、串行加權DAC這2種。并行光DAC最早由美國IPITEK公司于2003年提出，利用并行電光調制器實現了2 bit，80 MSa/s的數模轉換^[65]。而串行光DAC 最早由日本電報電話公司（NTT）于2001年提出，基于加權延時疊加實現了10 GSa/s和2 GSa/s信號速率的數模轉換^[66]，并將其應用到脈沖信號產生中。清華大學鄭小平課題組^[67]于2015年提出一種基于脈沖整形的并行光數模轉換方案，實現了10 GSa/s、4 bit的光數模轉換，得到了15 GHz/30 GHz的鋸齒波和正弦波信號。本課題組于2017年提出一種基于相位調制和色散的串行光DAC方案^[68]，實驗得到了2.5 GSa/s，有效比特數為3.49的光DAC，利用該DAC產生了三角脈沖、拋物線脈、方形脈沖和鋸齒脈沖。

2.3 信道化接收與混頻

微波光子信道化接收機在光域將寬帶的接收信號分割到多個窄帶的處理信道中，然后對每個窄帶信道中的接收信號進行光電探測和信號處理。相比傳統信道化接收機，微波光子信道化具有較強的抗電磁干擾能力、較大的承載帶寬和瞬時帶寬、極低的傳輸損耗等顯著優勢。而且信道化本質上是1個多通道并行處理系統，而光域豐富的光譜資源和靈活的復用手段（例如波分復用）與此不謀而合，因此微波光子信道化得到了廣泛關注。

微波光子信道化的實現原理大致可以分為以下2類，基于頻譜切割的信道化接收機^[69]和基于多通道變頻的信道化接收機^[70]。顧名思義，基于頻譜切割的信道化接收機就是利用濾波手段直接對調制到光域的射頻信號進行頻譜切割，通過對切割的光信號進行光電探測和信號處理，從而實現信道化。這種方法簡單直觀，難點在于對濾波器的要求較高。目前看來，窄帶、通帶平坦、阻帶抑制比大及濾波邊沿陡峭的濾波器組無論是集成技術還是分立元件都比較難實現。此外，由于光電探測將丟失相位信息，因此該信道化方法通常只能實現對信號有無的判斷，無法得到信號中的信息。基于多通道變頻的信道化接收機就是將接收信號與多個不同頻率的本振信號混頻。因為本振信號的頻率在每個通道內不同，所以可以將不同頻率處的頻譜分量下變頻至基帶或者中頻，從而實現信道化。因為不需要對調制的射頻信號直接進行頻譜切割，所以基于混頻的信道化方法對濾波器的要求較低，只需要按照光頻梳的間隔進行粗粒度的通道劃分。其次，若后端采用相干解調技術，可以在信道化的同時實現信息的提取。但是該方法最終仍受限于數字信號處理器，因此大瞬時帶寬的正交處理較難實現。

國內外在微波光子信道化接收機方面開展了諸多深入研究。針對基于頻譜切割的信道化接收機，研究重點在于如何實現一系列高性能的光濾波器。由于光子集成技術的飛速發展，集成化的光濾波器成為研究熱點。例如，潘時龍課題組設計了基于多個微環的信道化濾波器^[71]，通過調節微環參數改善濾波特性，從而優化信道化的性能。澳大利亞皇家墨爾本大學研制了基于F-P的集成濾波器陣列，用于微波光子信道化接收機^[72]。針對基于混頻的信道化，北京郵電大學徐坤課題組^[73]利用一對相干光頻梳實現了通道為7、信道帶寬為500 MHz的微波光子信道化接收機。為了降低對后端數字信號處理芯片的要求，本課題組提出了基于寬帶微波光子鏡頻抑制混頻的模擬域正交處理方法。與傳統基于數字正交解調方法不同的是，該方法利用光90°混波器和雙光電探測器實現I/Q混頻，將得到的正交中頻信號通過90°微波電橋耦合起來，進而實現鏡頻抑制混頻。借助光混波器平坦的幅相響應特性，可在較大帶寬范圍內實現鏡頻抑制比較高的混頻，從而在模擬域實現寬帶的雜散抑制，大幅減少后端的計算量^[74]。

基于寬帶微波光子鏡頻抑制混頻，本課題組還提出了一種微波光子一體化射頻前端的總體架構^[75]，如圖17所示，包括多頻光本振、可編程光處理器、多通道鏡頻抑制混頻3部分。首先在多頻光本振模塊產生2個間隔不同的光頻梳，1個作為本振光頻梳，另1 個作為參考光頻梳來調制接收的信號。可編程光處理器用于信道選擇，選出想要接收的信道，通過鏡頻抑制混頻，將每個信道的信號下變頻到基帶或者中頻。由于鏡頻抑制，僅光本振一側的信號被下變頻，另一側不會發生頻譜交疊。這樣便實現了同時多個載頻寬帶信號的信道化接收，且自動變頻到基帶或中頻。以上是信號接收的過程。如果要進行信號發射，可進行相反的操作，將基帶或中頻信號上轉換到多個載頻處。該方案實現了S，X，K，Ku，Ka 5個波段，鏡頻抑制超過30 dB的多通道陣列一體化無串擾接收和可重構的上變頻發射。

圖17、微波光子一體化射頻前端
Fig. 17 Integrated microwave photonic radio front-end

2.4 光控波束形成網絡

波束形成主要分為相移法和延時法2種，基本原理是通過控制陣列天線中各發射信號的相位或者延時，使得波束在特定的波前方向干涉相加。盡管基于移相的波控技術在電學中已經非常成熟，但由于光學方法具有頻率高、尺寸小、質量輕、傳輸損耗小、響應快速、抗電磁干擾等特性，因而基于移相的光控波束形成網絡的報道仍然很多。這種技術可以應用于對瞬時帶寬要求較低，但頻率范圍較大的系統中。目前報道的比較典型的有澳大利亞悉尼大學Yi課題組^[76]提出的基于可編程光處理器的方法，利用可編程光處理器操縱每一路信號的幅度、相位等，實現了1個4陣元的波束形成網絡。本課題組也提出一種基于微波光子移相的波束形成網絡^[77]，實現了1個14 GHz、4陣元的相控陣天線。然而相移法對于瞬時帶寬較大的信號具有波束傾斜效應，難以滿足下一代雷達系統對大帶寬的需求。解決這一問題的方法就是用真時延替代移相，實現光控真延時波束形成^[78]。

光控真延時波束形成的研究首先需要解決的是光控微波延時的問題。目前，光控微波延時的方法主要可分為調節光器件響應函數和調節光載波參數兩大類。調節光器件響應函數是指通過改變光鏈路中的1個或幾個器件的光相頻響應，改變光群延時，進而控制光波所攜帶微波信號的延時。具體實施方式有以下幾種：改變光路徑長度^[79]、重構相位可編程光濾波器[80]、利用慢光效應^[81]、熱調諧光微環諧振器^[82]等。調節光載波參數同樣可以改變光載微波信號的延時。由于啁啾光纖光柵等光色散元件在不同的光載波波長下的群時延不同，光載微波信號的延時可由光波長控制^[82-83]。值得注意的是，因為此處的延時調節不改變光色散元件的參數，需要不同延時的多路微波信號可通過不同光載波承載而共用一條光延時鏈路，系統的結構可因此而簡化。基于這一原理，本課題組提出一種面向多頻段多波束控制的多功能光真時延單元^[84]，如圖18（a）所示。該單元以光頻件為基礎，通過光濾波器選擇光頻梳的不同梳齒控制各支路上射頻信號的時延。由于射頻信號的時延控制和頻率選擇由不同部件實現，該單元可獨立地控制不同射頻信號的時延，使系統能同時實現對多個波束的獨立控制。這種真時延單元可支持接收和發送兩種模式，具有較大的靈活性與可重構性。

此外，為了充分利用光的并行處理優勢，利用有限的元器件將光控微波延時單元高效組成波束形成網絡同樣是光控真延時波束形成的重要研究內容^[85]。針對平面相控陣系統的二維延時控制需求，以可調色散器件為基礎，提出一種緊湊型光控波束形成網絡^[86]。該網絡可在方位和俯仰2個維度上以控制延時的方式實現對寬帶射頻波束的靈活控制，其結構如圖18（b）所示。該二維波束形成方案中，對各路信號的二維延時控制集中于唯一的可調色散器件中，與國際上常見的兩級延時調節方案相比，該方案的一級延時調節具有結構緊湊，易于實現通道均衡等優勢。此外，還對小型化緊湊化片上光控波束形成網絡進行研究，實現了基于快慢光拓展光微環諧振器延時帶寬的光控波束形成芯片，如圖19所示。

圖18、南京航空航天大學提出的真延時單元
Fig. 18 True time delay modules developed by NUAA

圖19、光控波束形成芯片
Fig. 19 Photo of the optically controlled beamforming chipof NUAA

另一方面，由于光控真延時波束形成系統突破了信號帶寬的限制，傳統的、面向單音或窄帶信號的測量與評價方法已不再適用。為充分評估光控波束形成系統處理大瞬時帶寬信號的性能，本課題組提出一種基于掃頻測量和相關接收的評估方法^[87]。其中，各觀察角度下的掃頻測量可得到波束形成網絡及天線陣列在關心頻段中的全部復頻率響應信息；而各觀察角度下相關接收機輸出信號的峰值可用來定義一種新的方向圖，這種方向圖可反映激勵信號頻段內的總體頻率響應，且對遠場接收到信號的時域失真敏感。同時，為節約暗室測量的成本，單頻下的方向圖相乘原理也被推廣至寬帶場景，故陣列響應可由單陣元頻率相關方向圖與波束形成網絡的頻率相關陣因子相乘而得出。圖20展示了應用所提出評估方法在較小暗室下測量大陣列的流程。

圖20、面向寬帶信號的光控波束形成系統評估方法

Fig. 20 Performance evaluation method of photonicsbased RF beamforming with large instantaneous bandwidth

2.5 光模數轉換

隨著數字信號處理技術的飛速發展，雷達回波的信息提取基本上都在數字域完成。作為連接模擬域回波和數字信號間的橋梁，ADC在雷達接收機中發揮著重要的作用。由于ADC孔徑抖動等原因，大的模擬帶寬和高的有效位數在完全基于電子技術的ADC中難以兼得。因此，電ADC的性能往往成為限制寬帶雷達發展的瓶頸。為突破電ADC的帶寬瓶頸，具有大帶寬、抗電磁干擾能力強等諸多優點的光子技術被引入到ADC系統中，構成了光子輔助ADC，使ADC發展到新的階段。光子輔助ADC最早出現于20世紀70年代。經過40余年的發展，國內外學者提出了多種光子輔助ADC，將光子技術應用到了信號模擬預處理、采樣保持、高速實時量化等多個方面。

光域信號預處理，是指將待轉換的模擬電信號調制到光載波上，利用光器件的超大帶寬實現對模擬信號的處理，以降低信號模數變換的難度，目前主要有信號時域拉伸^[88-89]和信號復制^[90-91]2種形式。時域拉伸型光子輔助ADC首先利用光脈沖在色散介質中的展寬來拉伸待轉換的模擬信號，這等效為降低信號的瞬時帶寬，因而采用低速電ADC即可完成信號的采樣和量化。而信號復制型光子輔助ADC可在光域對待轉換信號或其片段進行高質量復制，再將復制所得的多個相同信號在時域或頻域展開，然后通過錯位采樣即可獲得等效采樣率的成倍提升。常用的光域信號復制方式包括時域上的多級間插^[90]和復制緩存環^[92]，以及頻域上的基于四波混頻效應的多波長參量廣播等。

光采樣型光子輔助ADC利用激光脈沖對輸入的電信號進行采樣^[93]，基本結構如圖21所示。鎖模激光器輸出光脈沖經復用送入電光調制器，其強度被待轉換電信號所調制，光電探測器將光脈沖序列攜帶的電信號提取出來并送入電ADC進行量化。電ADC的高穩定度時鐘信號由鎖模激光器提供。由于電ADC的采樣速率一般較低，可以在光電探測之前對光脈沖序列進行串并變換（即解復用）。這種光采樣ADC利用了鎖模激光器輸出激光脈寬極窄，脈沖間隔時間抖動極小等特性，使傳統電ADC因孔徑抖動導致的噪聲和失真大大降低。由于電光調制器具有幾十GHz的調制帶寬，光采樣模數轉換系統只需選用市場上ENOB高但模擬帶寬較小的電ADC，便可實現高精度的射頻帶通采樣。

圖21、光采樣型光子輔助ADC 的基本結構
Fig. 21 Schematic diagram of the photonic sampled ADC

光子技術同樣可應用于模擬信號的實時量化。信號量化的本質是將待轉換信號的瞬時幅度映射成多路可供比較器進行門限判決的強度脈沖，映射所得的并行支路越多，則量化位數越高。光量化方案中的這種映射主要由并行多路電光強度調制或光孤子自頻移效應實現。在并行多路電光調制結構中，各支路具有不同的強度調制特性：不同的半波電壓^[94]、有相移的相同半波電壓^[95]以及二者的混合^[96]。當調制端口輸入的模擬電信號變化時，各調制支路輸出的光強按不同的規律改變，經后續處理即可組合出不同的編碼。而基于光孤子自頻移效應的方案^[97-98]先用待轉換電信號調制光脈沖串的幅度，再利用頻移與光脈沖幅度的關系將幅度信息映射到光波長域，最后通過光色散器件將不同波長的光分開。這種方案已經實現了6位的量化分辨率^[99]。

3、結論與展望

雷達是現代戰爭中極為重要的軍事裝備，是海、陸、空、天各兵種的“眼睛”。為了擦亮這只“眼睛”，下一代雷達向著高頻率、超寬帶、多功能一體化方向發展，以期在提高距離分辨率、改善目標識別成像等諸多性能的同時，又能提高雷達的隱蔽性與抗干擾性能。微波光子技術憑借其寬帶、抗電磁干擾等特性，將逐步取代部分傳統電技術在雷達系統中發揮作用。當前該領域的研究，已經從單元研究向系統研究轉變，全面進入了雷達樣機研制和功能演示階段。但是微波光子雷達各關鍵技術的融合，系統指標的提升，轉換能效，動態范圍，可靠性等方面還需進一步提高以滿足實戰系統的需求。尤其是光電集成技術相對于純電集成技術還較初步，這必將限制微波光子雷達系統的應用范圍。但是科技因未知而美妙，因探索而精彩。通過研究人員在超低相噪光電振蕩器、超寬帶波形產生、多功能信號處理、光控真延時波束形成網絡以及各技術之間融合的探索，一定能推動微波光子雷達系統的大發展。

參考文獻（References）

[1] Skolnik M I, Radar handbook[M]. 3rd Edition. New York: McGraw-Hill, 2008: 1-24.
[2] Chen X L, Guan J, Bao Z, et al. Detection and extraction of target with micromotion in spiky sea clutter via short-time fractional Fourier transform[J]. IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, 2014, 52(2): 1002-1018.
[3] Chen X L, Guan J, Li X Y, et al. Effective coherent integration method for marine target with micromotion via phase differentiation and radon-Lv's distribution[J]. IET Radar, Sonar & Navigation, 2015, 9(9): 1284-1295.
[4] 陳小龍, 關鍵, 黃勇, 等. 雷達低可觀測目標探測技術[J]. 科技導報, 2017, 35(11): 30-38.
Chen Xiaolong, Guan Jian, Huang Yong, et al. Radar low-observable target detection[J]. Science & Technology Review, 2017, 35(11): 30-38.
[5] 陳小龍, 關鍵, 何友, 等. 高分辨稀疏表示及其在雷達動目標檢測中的應用[J]. 雷達學報, 2017, 6(3): 239-251. Chen Xiaolong, Guan Jian, He You, et al. High-resolution sparse representation and its applications in radar moving target detection[J]. Journal of Radars, 2017, 6(3): 239-251.
[6] Tavik G C, Hilterbrick C L, Evins J B, et al. The advanced multifunction RF concept[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(3):1009-1020.
[7] Saddik G N, Singh R S, Brown E R. Ultra-wideband multifunctional communications/radar system[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2007, 55(7): 1431-1437.
[8] Capmany J, Novak D. Microwave photonics combines two worlds[J]. Nature Photonics, 2007, 1(6): 319-330.
[9] Yao J P. Microwave photonics[J]. Journal of Lightwave Technology, 2009, 27(3): 314-335.
[10] Pan S L, Zhu D, Zhang F Z. Microwave photonics for modern radar systems[J]. Transactions of Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2014, 23(3): 219-240.
[11] DARPA. Our research[EB/OL]. [2017-06-30]. https://www.darpa.mil/our-research.
[12] Community Research and Development Information Service. Projects & results[EB/OL]. [2017-06-30]. http://cordis.europa.eu/projects/home_en.html.
[13] NASA. Deep space network (DSN) [EB/OL]. [2017-06-30]. https://
www.nasa.gov/directorates/heo/scan/services/networks/txt_dsn.html.
[14] Goutzoulis A, Davies K, Zomp J, et al. Development and field demonstration of a hardware-compressive fiber-optic true-time-delay steering system for phased- array antennas[J]. Applied Optics, 1994, 33 (35): 8173-8185.
[15] Dolfi D, Joffre P, Antoine J, et al. Experimental demonstration of a phased-array antenna optically controlled with phase and time delays [J]. Applied Optics, 1996, 35(26): 5293-5300.
[16] Ghelfi P, Laghezza F, Scotti F, et al. A fully photonics-based coherent radar system[J]. Nature, 2014, 507(7492): 341.
[17] Ghelfi P, Laghezza F, Scotti F, et al. Photonics for radars operating on multiple coherent bands[J]. Journal of Lightwave Technology, 2016, 34 (2): 500-507.
[18] Melo S, Pinna S, Bogoni A, et al. Dual-use system combining simultaneous active radar & communication, based on a single photonics-assisted transceiver[C]//17th IEEE International Radar Symposium (IRS). Piscataway, NJ: IEEE, 2016, doi: 10.1109/IRS.2016.7497379.
[19] Onori D, Laghezza F, Scotti F, et al. Coherent radar/lidar integrated architecture[C]//IEEE European Radar Conference (EuRAD). Piscataway, NJ: IEEE, 2015: 241-244.
[20] KRET has created a sample of photonic radar for the aircraft of the 6th generation[EB/OL]. [2017-06-30]. http://weaponews.com/news/11884-kret-has-created-a-sample-of-photonic-radar-for-the-aircraftof-the-6t.html
[21] Fu J, Pan S. Fiber-connected UWB sensor network for high-resolution localization using optical time-division multiplexing[J]. Optics Express, 2013, 21(18): 21218-21223.
[22] Fu J, Zhang F, Zhu D, et al. A photonic-assisted transceiver with wavelength reuse for distributed UWB radar[C]//IEEE International Topical Meeting on Microwave Photonics (MWP) and the 9th Asia-Pacific Microwave Photonics Conference (APMP). Piscataway, NJ: IEEE, 2014: 232-234.
[23] Fu J B, Pan S L. UWB-over-fiber sensor network for accurate localization based on optical time-division multiplexing[C]//The 12th IEEE International Conference on Optical Communications and Networks (ICOCN). Piscataway, NJ: IEEE, 2013, doi: 10.1109/ICOCN.2013.6617 197.
[24] Zheng J, Wang H, Fu J, et al. Fiber-distributed ultra-wideband noise radar with steerable power spectrum and colorless base station[J]. Optics Express, 2014, 22(5): 4896-4907.
[25] Yao T, Zhu D, Ben D, et al. Distributed MIMO chaotic radar based on wavelength-division multiplexing technology[J]. Optics Letters, 2015, 40(8): 1631-1634.
[26] Yao T, Zhu D, Liu S, et al. Wavelength-division multiplexed fiberconnected sensor network for SLource localization[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2014, 26(18): 1874-1877.
[27] Zhang F, Guo Q, Wang Z, et al. Photonics-based broadband radar for high- resolution and real- time inverse synthetic aperture imaging[J]. Optics Express, 2017, 25(14): 16274-16281.
[28] Li R, Li W, Ding M, et al. Demonstration of a microwave photonic synthetic aperture radar based on photonic-assisted signal generation and stretch processing[J]. Optics Express, 2017, 25(13): 14334-14340.
[29] Xiao X, Li S, Chen B, et al. A microwave photonics-based inverse synthetic aperture radar system[C]//CLEO: Science and Innovations. New York: Optical Society of America, 2017: JW2A. 144.
[30] Zou W W, Zhang S T, Wu K, et al. All-optical central-frequency-programmable and bandwidth-tailorable radar[C]//URSI Asia-Pacific Radio Science Conference. Piscataway, NJ: IEEE, 2016, doi:10.1109/URSIAP-RASC.2016.7883546.
[31] Yao X S, Maleki L. Converting light into spectrally pure microwave oscillation[J]. Optics Letters, 1996, 21(7): 483-485.
[32] Bagnell M, Davila-Rodriguez J, Delfyett P J. Millimeter-wave generation in an optoelectronic oscillator using an ultrahigh finesse etalon as a photonic filter[J]. Journal of Lightwave Technology, 2014, 32(6): 1063-1067.
[33] Peng H, Zhang C, Xie X, et al. Tunable DC-60 GHz RF generation utilizing a dual-loop optoelectronic oscillator based on stimulated Brillouin scattering[J]. Journal of Lightwave Technology, 2015, 33(13): 2707-2715.
[34] Pan S, Yao J. A frequency-doubling optoelectronic oscillator using a polarization modulator[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2009, 21 (13): 929-931.
[35] Zhu D, Pan S, Ben D. Tunable frequency-quadrupling dual-loop optoelectronic oscillator[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2012, 24 (3): 194-196.
[36] Zhu D, Liu S, Ben D, et al. Frequency-quadrupling optoelectronic oscillator for multichannel upconversion[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2013, 25(5): 426-429.
[37] Devgan P S, Urick V J, Diehl J F, et al. Improvement in the phase noise of a 10 GHz optoelectronic oscillator using all-photonic gain[J]. Journal of Lightwave Technology, 2009, 27(15): 3189-3193.
[38] Yao X S, Maleki L. Multiloop optoelectronic oscillator[J]. IEEE Journal of Quantum Electronics, 2000, 36(1): 79-84.
[39] Cai S, Pan S, Zhu D, et al. Coupled frequency-doubling optoelectronic oscillator based on polarization modulation and polarization multiplexing[J]. Optics Communications, 2012, 285(6): 1140-1143.
[40] Yang B, Jin X, Zhang X, et al. A wideband frequency-tunable optoelectronic oscillator based on a narrowband phase-shifted FBG and wavelength tuning of laser[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2012, 24(1): 73-75.
[41] Ozdur I, Mandridis D, Hoghooghi N, et al. Low noise optically tunable opto-electronic oscillator with Fabry–Perot etalon[J]. Journal of Lightwave Technology, 2010, 28(21): 3100-3106.
[42] Maleki L. Sources: The optoelectronic oscillator[J]. Nature Photonics, 2011, 5(12): 728-730.
[43] Yao X S, Davis L, Maleki L. Coupled optoelectronic oscillators for generating both RF signal and optical pulses[J]. Journal of Lightwave Technology, 2000, 18(1): 73-78.
[44] Zhou W, Blasche G. Injection-locked dual opto-electronic oscillator with ultra- low phase noise and ultra- low spurious level[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(3): 929-933.
[45] OEwave Corporation[EB/OL]. [2017-06-30]. http://www.oewaves.com.
[46] Eliyahu D, Sariri K, Taylor J, et al. Optoelectronic oscillator with improved phase noise and frequency stability[C]//Proceedings of SPIE: Photonic Integrated Systems. New York: SPIE, 2003, doi:10.1117/ 12.475834.
[47] Lou C, Huo L, Chang G, et al. Experimental study of clock division using the optoelectronic oscillator[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2002, 14(8): 1178-1180.
[48] Yang J, Yu J L, Wang Y T, et al. An optical domain combined dualloop optoelectronic oscillator[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2007, 19(11): 807-809.
[49] Rashidinejad A, Weiner A M. Photonic radio-frequency arbitrary waveform generation with maximal time-bandwidth product capability [J]. Journal of Lightwave Technology, 2014, 32(20): 3383-3393.
[50] Wang C, Yao J. Photonic generation of chirped millimeter-wave pulses based on nonlinear frequency-to-time mapping in a nonlinearly chirped fiber Bragg grating[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2008, 56(2): 542-553.
[51] Ye J, Yan L, Pan W, et al. Two-dimensionally tunable microwave signal generation based on optical frequency-to-time conversion[J]. Optics letters, 2010, 35(15): 2606-2608.
[52] Zhang F, Ge X, Pan S. Background-free pulsed microwave signal generation based on spectral shaping and frequency-to-time mapping[J]. Photonics Research, 2014, 2(4): B5-B10.
[53] Simpson T B, Liu J M, Huang K F, et al. Nonlinear dynamics induced by external optical injection in semiconductor lasers[J]. Quantum and Semiclassical Optics: Journal of the European Optical Society Part B, 1997, 9(5): 765.
[54] Zhou P, Zhang F, Guo Q, et al. Linearly chirped microwave waveform generation with large time- bandwidth product by optically injected semiconductor laser[J]. Optics Express, 2016, 24(16): 18460-18467.
[55] Zhou P, Zhang F, Ye X, et al. Flexible frequency-hopping microwave generation by dynamic control of optically injected semiconductor laser [J]. IEEE Photonics Journal, 2016, 8(6): 1-9.
[56] Zhou P, Zhang F, Guo Q, et al. Reconfigurable radar waveform generation based on an optically injected semiconductor laser[J]. IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, 2017, 23(6), doi: 10.1109/JSTQE.2017.2699259.
[57] Li W, Wang W T, Sun W H, et al. Photonic generation of arbitrarily phase-modulated microwave signals based on a single DDMZM[J]. Optics Express, 2014, 22(7): 7446-7457.
[58] Jiang H Y, Yan L S, Ye J, et al. Photonic generation of phase-coded
microwave signals with tunable carrier frequency[J]. Optics Letters, 2013, 38(8): 1361-1363.
[59] Li W, Kong F, Yao J. Arbitrary microwave waveform generation based on a tunable optoelectronic oscillator[J]. Journal of Lightwave Technology, 2013, 31(23): 3780-3786.
[60] Zhang Y, Pan S. Generation of phase-coded microwave signals using a polarization-modulator-based photonic microwave phase shifter[J]. Optics Letters, 2013, 38(5): 766-768.
[61] Zhang Y, Zhang F, Pan S. Generation of frequency-multiplied and phase-coded signal using an optical polarization division multiplexing modulator[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2017, 65(2): 651-660.
[62] Zhang Y, Ye X, Guo Q, et al. Photonic generation of linear-frequency modulated waveforms with improved time-bandwidth product based on polarization modulation[J]. Journal of Lightwave Technology, 2017, 35(10): 1821-1829.
[63] Kanno A, Kawanishi T. Broadband frequency-modulated continuous wave signal generation by optical modulation technique[J]. Journal of Lightwave Technology, 2014, 32(20): 3566-3572.
[64] Guo Q, Zhang F, Zhou P, et al. Dual-band LFM signal generation by optical frequency quadrupling and polarization multiplexing[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2017, 29(16): 1320-1323.
[65] Yacoubian A, Das P K. Digital-to-analog conversion using electrooptic modulators[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2003, 15(1): 117-119.
[66] Saida T, Okamoto K, Uchiyama K, et al. Integrated optical digital-toanalogue converter and its application to pulse pattern recognition[J]. Electronics Letters, 2001, 37(20): 1237-1238.
[67] Liao J, Wen H, Zheng X, et al. Novel bipolar photonic digital-to-analog conversion employing differential phase shift keying modulation and balanced detection[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2013, 25(2): 126-128.
[68] Gao B, Zhang F, Pan S. Experimental demonstration of arbitrary waveform generation by a 4-bit photonic digital-to-analog converter[J]. Optics Communications, 2017, 383: 191-196.
[69] Zou X, Pan W, Luo B, et al. Photonic approach for multiple-frequency-component measurement using spectrally sliced incoherent source [J]. Optics Letters, 2010, 35(3): 438-440.
[70] Wang W, Davis R L, Jung T J, et al. Characterization of a coherent optical RF channelizer based on a diffraction grating[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2001, 49(10): 1996-2001.
[71] Gu X, Zhu D, Li S, et al. Photonic RF channelization based on seriescoupled asymmetric double-ring resonator filter[C]//The 7th IEEE International Conference on Advanced Infocomm Technology (ICAIT). Piscataway, NJ: IEEE, 2014: 240-244.
[72] Austin M W. Integrated optical microwave channeliser[C]//The IEEE Asia Communications and Photonics Conference and Exhibition (ACP). Piscataway, NJ: IEEE, 2009, doi: 10.1364/ACP.2009.ThE5.
[73] Xie X, Dai Y, Xu K, et al. Broadband photonic RF channelization based on coherent optical frequency combs and I/Q demodulators[J]. IEEE Photonics Journal, 2012, 4(4): 1196-1202.
[74] Tang Z Z, Zhu D, Pan S L. Coherent RF channelizer based on dual optical frequency combs and image-reject mixers[C]. International Topical Meeting on Microwave Photonics (MWP 2017), Beijing, October 23-26, 2017.
[75] Zhu D, Chen W J, Chen Z W, et al. RF front-end based on microwave photonics[C]. The 12th Conference on Lasers and Electro-Optics Pacific Rim (CLEO-PR), the 22nd OptoElectronics and Communications Conference (OECC), and the 5th Photonics Global Conference (PGC), Singapore, July 31-August 4, 2017.
[76] Yi X, Huang T X H, Minasian R. Photonic beamforming based on programmable phase shifters with amplitude and phase control[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2011, 23(18): 1286-1288.
[77] Zhang Y, Wu H, Zhu D, et al. An optically controlled phased array antenna based on single sideband polarization modulation[J]. Optics Express, 2014, 22(4): 3761-3765.
[78] 張光義. 相控陣雷達瞬時帶寬的幾個問題[J]. 現代雷達, 1990, 12 (4): 1-10. Zhang Guangyi. Several problems of phased array radar instantaneous bandwidth[J]. Modern Radar, 1990, 12(4): 1-10.
[79] Dolfi D, Joffre P, Antoine J, et al. Experimental demonstration of a phased-array antenna optically controlled with phase and time delays [J]. Applied Optics, 1996, 35(26): 5293-5300.
[80] Yi X, Li L, Huang T X H, et al. Programmable multiple true-time-delay elements based on a Fourier-domain optical processor[J]. Optics Letters, 2012, 37(4): 608-610.
[81] Aryanfar I, Marpaung D, Choudhary A, et al. Chip-based Brillouin radio frequency photonic phase shifter and wideband time delay[J]. Optics Letters, 2017, 42(7): 1313-1316.
[82] Zhuang L, Marpaung D, Burla M, et al. Low-loss, high-index-contrast Si3N4/SiO2 optical waveguides for optical delay lines in microwave photonics signal processing[J]. Optics Express, 2011, 19(23): 23162-23170.
[83] Song Y, Li S, Zheng X, et al. True time-delay line with high resolution and wide range employing dispersion and optical spectrum processing[J]. Optics Letters, 2013, 38(17): 3245-3248.
[84] Ye X, Zhang F, Pan S. Optical true time delay unit for multi-beamforming[J]. Optics Express, 2015, 23(8): 10002-10008.
[85] Subbaraman H, Chen M Y, Chen R T. Photonic crystal fiber-based true-time-delay beamformer for multiple RF beam transmission and reception of an X-band phased-array antenna[J]. Journal of Lightwave Technology, 2008, 26(15): 2803-2809.
[86] Ye X, Zhang F, Pan S. Compact optical true time delay beamformer for a 2D phased array antenna using tunable dispersive elements[J]. Optics Letters, 2016, 41(17): 3956-3959.
[87] Ye X, Zhang B, Zhang Y, et al. Performance evaluation of optical beamforming- based wideband antenna array[J]. Chinese Optics Letters, 2017, 15(1): 010013.
[88] Fard A M, Gupta S, Jalali B. Photonic time-stretch digitizer and its extension to real-time spectroscopy and imaging[J]. Laser & Photonics Reviews, 2013, 7(2): 207-263.
[89] Ye X, Zhang F, Pan S. Photonic time-stretched analog-to-digital converter with suppression of dispersion-induced power fading based on polarization modulation[C]//IEEE Photonics Conference (IPC). Piscataway, NJ: IEEE, 2014: 218-219.
[90] Johnstone A, Lewis M F, Hares J D, et al. High-speed optp-electronic transient waveform digitiser[J]. Computer Standards & Interfaces, 2001, 23(2): 73-84.
[91] Zhang X, Kang Z, Yuan J, et al. Scheme for multicast parametric synchronous optical sampling[J]. Optical Engineering, 2014, 53(5): 056102-056102.
[92] Zhu X, Zhu D, Pan S L. A photonic analog-to-digital converter with multiplied sampling rate using a fiber ring[C]. International Topical Meeting on Microwave Photonics (MWP 2017), Beijing, China, October 23-26, 2017.
[93] Khilo A, Spector S J, Grein M E, et al. Photonic ADC: Overcoming the bottleneck of electronic jitter[J]. Optics Express, 2012, 20(4): 4454-4469.
[94] Taylor H F. An electrooptic analog-to-digital converter[J]. Proceedings of the IEEE, 1975, 63(10): 1524-1525.
[95] Wu Q, Zhang H, Peng Y, et al. 40 GS/s optical analog-to-digital conversion system and its improvement[J]. Optics Express, 2009, 17(11): 9252-9257.
[96] Wang Y, Zhang H M, Wu Q W, et al. Improvement of photonic ADC based on phase-shifted optical quantization by using additional modulators[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2012, 24(7): 566-568.
[97] Konishi T, Tanimura K, Asano K, et al. All-optical analog-to-digital converter by use of self-frequency shifting in fiber and a pulse-shaping technique[J]. Optical Society of America Journal B, 2002, 19(11): 2817-2823.
[98] Nagashima T, Hasegawa M, Konishi T. 40 G sample/s all-optical analog to digital conversion with resolution degradation prevention[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2017, 29(1): 74-77.
[99] Takahashi K, Matsui H, Nagashima T, et al. Resolution upgrade toward 6-bit optical quantization using power-to-wavelength conversion for photonic analog-to-digital conversion[J]. Optics Letters, 2013, 38 (22): 4864-4867.

作者：潘時龍，張亞梅。南京航空航天大學電子信息工程學院，雷達成像與微波光子技術教育部重點實驗室

原文刊登于《科技導報》