4.1.2 感知任務(wù)

綜合比較上述三種檢測(cè)方法的優(yōu)缺點(diǎn)，我們可以得到下面的對(duì)比：

 

在本認(rèn)知無(wú)線電實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中，我們選擇能量檢測(cè)的方式做頻譜感知。因?yàn)槠ヅ錇V波需要授權(quán)用戶的信號(hào)模型，只能針對(duì)某種信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，而能量檢測(cè)的方法對(duì)任意信號(hào)都適用。而且匹配濾波需要重構(gòu)到某種調(diào)制解調(diào)方式，解碼成型需要花費(fèi)大量的計(jì)算時(shí)間。而周期特性檢測(cè)復(fù)雜度太高，時(shí)間也較長(zhǎng)，作為初步實(shí)驗(yàn)并不需要如此復(fù)雜的檢測(cè)技術(shù)。

本次實(shí)驗(yàn)采用能量檢測(cè)的方法。感知任務(wù)如下：

在選取子板所能接收的頻率范圍內(nèi)，可以對(duì)任意的頻段進(jìn)行能量檢測(cè)，比如針對(duì)RFX400 子板，它的接收范圍是 400M-500MHz，可以在 400M-500M 內(nèi)選定任意范圍進(jìn)行檢測(cè)，對(duì)所檢測(cè)頻段使用情況，能在可控制的時(shí)間內(nèi)記錄到文件中，并可通過(guò)圖形顯示出來(lái)。

4.2 能量檢測(cè) FFT 方法

FFT是離散傅立葉變換的快速算法，可以將一個(gè)信號(hào)變換到頻域。有些信號(hào)在時(shí)域上是很難看出什么特征的，但是如果變換到頻域之后，就很容易看出特征了。這就是很多信號(hào)分析采用 FFT 變換的原因。另外，FFT 可以將一個(gè)信號(hào)的頻譜提取出來(lái)，這在頻譜分析方面也是經(jīng)常用的。得到了信號(hào)的頻域變換后，就可以對(duì)其進(jìn)行模值運(yùn)算得出某頻率值下的幅度特性。

一個(gè)模擬信號(hào)，經(jīng)過(guò) ADC 采樣之后，就變成了數(shù)字信號(hào)。采樣得到的數(shù)字信號(hào)，就可以做 FFT 變換了。N 個(gè)采樣點(diǎn)，經(jīng)過(guò) FFT 之后，就可以得到 N 個(gè)點(diǎn)的 FFT 結(jié)果。為了方便進(jìn)行 FFT 運(yùn)算，通常 N 取 2 的整數(shù)次方。假設(shè)采樣頻率為 Fs，信號(hào)頻率 F，采樣點(diǎn)數(shù)為 N。那么 FFT 之后結(jié)果就是一個(gè)為 N 點(diǎn)的復(fù)數(shù)。每一個(gè)點(diǎn)就對(duì)應(yīng)著一個(gè)頻率點(diǎn)。這個(gè)點(diǎn)的模值，就是該頻率值下的幅度特性。具體跟原始信號(hào)的幅度有什么關(guān)系呢？假設(shè)原始信號(hào)的峰值為 A，那么 FFT 的結(jié)果的每個(gè)點(diǎn)（除了第一個(gè)點(diǎn)直流分量之外）的模值就是 A 的 N/2 倍。而第一個(gè)點(diǎn)就是直流分量，它的模值就是直流分量的 N 倍。而每個(gè)點(diǎn)的相位，就是在該頻率下的信號(hào)的相位。第一個(gè)點(diǎn)表示直流分量（即 0Hz），而最后一個(gè)點(diǎn) N 的再下一個(gè)點(diǎn)（實(shí)際上這個(gè)點(diǎn)是不存在的，這里是假設(shè)的第 N+1 個(gè)點(diǎn)，也可以看做是將第一個(gè)點(diǎn)分做兩半分，另一半移到最后）則表示采樣頻率 Fs，這中間被N-1 個(gè)點(diǎn)平均分成 N 等份，每個(gè)點(diǎn)的頻率依次增加。例如某點(diǎn) n 所表示的頻率為：Fn=(n-1)*Fs/N。由上面的公式可以看出，Fn 所能分辨到頻率為為 Fs/N，如果采樣頻率Fs 為 1024Hz，采樣點(diǎn)數(shù)為 1024 點(diǎn)，則可以分辨到 1Hz。1024Hz 的采樣率采樣 1024 點(diǎn)，剛好是 1 秒，也就是說(shuō)，采樣 1 秒時(shí)間的信號(hào)并做 FFT，則結(jié)果可以分析到 1Hz，如果采樣 2 秒時(shí)間的信號(hào)并做 FFT，則結(jié)果可以分析到 0.5Hz。如果要提高頻率分辨力，則必須增加采樣點(diǎn)數(shù)，也即采樣時(shí)間。頻率分辨率和采樣時(shí)間是倒數(shù)關(guān)系。

假設(shè) FFT 之后某點(diǎn) n 用復(fù)數(shù) a+bi 表示，那么這個(gè)復(fù)數(shù)的模就是
，相位就是 Pn=atan2(b,a)。根據(jù)以上的結(jié)果，就可以計(jì)算出 n 點(diǎn)（n≠1，且 n<=N/2）對(duì)應(yīng)的信號(hào)的表達(dá)式為：An/(N/2)*cos(2*pi*Fn+Pn)，即 2*An/N*cos(2*pi*Fn+Pn)。對(duì)于 n=1 點(diǎn)的信號(hào)，是直流分量，幅度即為 A1/N。

由于 FFT 結(jié)果的對(duì)稱性，通常我們只使用前半部分的結(jié)果，即小于采樣頻率一半的結(jié)果，即可以是前向 FFT 也可以是后向 FFT，前向、后向各一半結(jié)果。

由此可知：假設(shè)采樣頻率為 Fs，采樣點(diǎn)數(shù)為 N，做FFT 之后，某一點(diǎn) n（n 從 1 開(kāi)始）表示的頻率為：Fn=(n-1)*Fs/N；該點(diǎn)的模值除以 N/2 就是對(duì)應(yīng)該頻率下的信號(hào)的幅度（對(duì)于直流信號(hào)是除以 N）；該點(diǎn)的相位即是對(duì)應(yīng)該頻率下的信號(hào)的相位。相位的計(jì)算可用函數(shù) atan2(b,a)計(jì)算。atan2(b,a)是求坐標(biāo)為(a,b)點(diǎn)的角度值，范圍從-pi 到 pi。要精確到 xHz，則需要采樣長(zhǎng)度為 1/x 秒的信號(hào)，并做 FFT。要提高頻率分辨率，就需要增加采樣點(diǎn)數(shù)，這在一些實(shí)際的應(yīng)用中是不現(xiàn)實(shí)的，需要在較短的時(shí)間內(nèi)完成分析。解決這個(gè)問(wèn)題的方法有頻率細(xì)分法，比較簡(jiǎn)單的方法是采樣比較短時(shí)間的信號(hào)，然后在后面補(bǔ)充一定數(shù)量的 0，使其長(zhǎng)度達(dá)到需要的點(diǎn)數(shù)，再做 FFT，這在一定程度上能夠提高頻率分辨力。

4.3 能量檢測(cè)實(shí)現(xiàn)

4.3.1GNU Radio 的 USRP 初始化設(shè)置

需要搭建基于GNU Radio的FFT頻譜檢測(cè)器，我們就需要正確的初始化配置USRP，建立流圖，搭建起 FFT 運(yùn)算的軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)。

4.3.2 FFT 能量檢測(cè)流圖

由上一小節(jié) FFT 的原理，我們可以得出 FFT 計(jì)算結(jié)果的意義，可對(duì)其進(jìn)一步處理達(dá)到我們的需求。GNU Radio 自帶庫(kù)有 FFT 模塊，在設(shè)置好 USRP 并正確的建立流圖，然后將得到的結(jié)果通過(guò)計(jì)算途徑處理，最終得到我們需要的功能——大范圍的能量檢測(cè)。

因?yàn)?/font> USRP 帶寬的限制，一個(gè)時(shí)間內(nèi)前端只能檢測(cè)到 8MHz 的射頻信號(hào)如果要檢測(cè)大于 8MHz 帶寬的信號(hào)我們需要通過(guò)不斷的 RF 前端步進(jìn)調(diào)頻以達(dá)到檢測(cè)大范圍頻譜的目的，雖然檢測(cè)到的頻譜并不是實(shí)時(shí)的。USRP（或者程序）每個(gè)時(shí)刻對(duì)一段范圍的頻率進(jìn)行檢測(cè)，然后步進(jìn)調(diào)頻到下一段頻率，這樣就能掃頻掃過(guò)大段的頻率。

要是頻率調(diào)頻已經(jīng)完成步進(jìn)調(diào)頻，我們需要在每一個(gè)步進(jìn)時(shí)刻結(jié)束時(shí)——即已獲得這段頻率的數(shù)值時(shí)，發(fā)送一個(gè)調(diào)頻指令到 USRP。調(diào)頻控制由 gr.bin_statistics_f sink 程序?qū)崿F(xiàn)，bin_statistics 在以下的函數(shù)解釋中有詳細(xì)解釋。

當(dāng)我們命令 USRP 的 RF 子板改變中心頻率時(shí)，我們必須等待 ADC 的采樣到達(dá) FFT處理器并判斷完是否屬于需要的中心頻率。在這個(gè)過(guò)程中需要經(jīng)過(guò)很多重的延時(shí)比如從FPGA，USB，計(jì)算延時(shí)。這樣我們必須在調(diào)節(jié)到下一步進(jìn)頻率時(shí)進(jìn)行延時(shí)，以保證上一步進(jìn)頻率的采樣能正確的被 FFT 處理器處理。

程序主要驅(qū)動(dòng)部分由 bin_statistics sink 函數(shù)組成。整個(gè)流程如圖 4-3



bin_statistics主要控制 USRP 的調(diào)頻控制，并根據(jù)步進(jìn)頻率帶寬的大小決定延時(shí)時(shí)間即 FFT 處理器忽略掉 N 個(gè)向量（向量長(zhǎng)度由計(jì)算決定）這里也可以詳細(xì)解釋，當(dāng)進(jìn)行完 FFT 處理后，bin_statistics 將處理后的信息組合成 message，并將此 message 插入message queue。message 的每個(gè)內(nèi)容由 FFT 后的每個(gè)最大頻率的向量組成。

每一步進(jìn)的延時(shí)需要計(jì)算得出，延時(shí)包括調(diào)頻延時(shí)和計(jì)算延時(shí)，其中調(diào)頻延時(shí)是最主要的延時(shí)。

調(diào)頻延時(shí)由 RF 前端的 PLL 到主板的時(shí)間再加上管道中排隊(duì)的時(shí)間，我們所用的RFX 系列延時(shí)差不多是 1ms。

調(diào)頻延時(shí)轉(zhuǎn)化為 FFT 計(jì)算時(shí)忽略的向量個(gè)數(shù)的計(jì)算公式是

tune_delay_passed_to_bin_statistics=
int(round(required_tune_delay_in_sec*usrp_rate/fft_size))

其中：

required_tune_delay_in_sec= 10e-3 ；usrp_rate = 1M (decimation =64)；
fft_size= 256
可得出tune_delay_passed_to_bin_stats = 4 (FFT Frames)

這表示，我們延時(shí) 1ms 我們將跳過(guò) 4 個(gè)輸入的 FFT 向量個(gè)數(shù)，來(lái)獲得真實(shí)的向量數(shù)據(jù)。延時(shí)時(shí)間還包括計(jì)算延時(shí)，我們需要收集處理 N 個(gè) FFT 采樣，如果 DR=8 那將用時(shí) 128us，還應(yīng)該加上計(jì)算機(jī)處理這 N 個(gè)采樣的時(shí)間，這個(gè)需要根據(jù)實(shí)際計(jì)算機(jī)的處理能力通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)得。

本實(shí)驗(yàn)平臺(tái)設(shè)置步進(jìn)頻率為 3MHz，設(shè)置 3M 是為了能盡可能精確的對(duì)小范圍的頻率進(jìn)行能量測(cè)算，而我們通信時(shí)占用的頻寬也大概是 2M 多，加上半衰保護(hù)，差不多即是 3M。而且步進(jìn)頻率 3M 可節(jié)省每一步進(jìn)的運(yùn)算時(shí)間，是個(gè)均衡的選擇。這樣 USRP及相關(guān)程序的初始化就完成了。

以下是完成 FFT 運(yùn)算的流圖，其搭建一個(gè)完整的軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)，數(shù)據(jù)最終寫入message。流圖如下圖：

4.3.3 實(shí)現(xiàn)結(jié)果

總結(jié)如下，受制于 USB 總線的約束，USRP 不能檢測(cè)超過(guò) 8MHz 的帶寬（USRP 的USB2.0 最大數(shù)據(jù)傳輸速率為 32M Bytes/S，每個(gè)實(shí)采樣點(diǎn)占用 2 個(gè) Bytes，以一路復(fù)數(shù)采樣進(jìn)行單收或單發(fā)，則最高可達(dá)到 32/4=8M 復(fù)采樣每秒，即最高發(fā)送或接收 8MHz帶寬的信號(hào)）。因此，要對(duì)一段 RF 頻段進(jìn)行檢測(cè)，必須以合適地步進(jìn)值調(diào)節(jié) RF 前端，這樣就能檢查很寬的頻譜。在此設(shè)計(jì)過(guò)程中，為更好地表示指定頻段內(nèi)的頻譜感知情況，通過(guò)設(shè)置 GNU Radio 的相關(guān)函數(shù)，我們選取 3MHz 這樣的掃頻間距。

頻段掃描過(guò)程如下：
（1） 設(shè)置所要感知頻段的最小、最大頻率以及掃描次數(shù) M；

（2） 對(duì)所選頻譜范圍進(jìn)行間隔化，每一間隔值為 3MHz；

（3） 在第一個(gè) 3MHz 頻段范圍內(nèi)對(duì)信號(hào)進(jìn)行 AD 采樣，得到 N 個(gè)點(diǎn)（本次設(shè)計(jì) N 取256）；

（4） 進(jìn)行 N 點(diǎn) FFT，對(duì)得到的 N 個(gè)復(fù)數(shù)分別進(jìn)行平方和運(yùn)算，得出模值 ，再累加，求得平均值作為此 3MHz 間隔的模值，并由此求得功率大小，記錄到文件中；

（5） 移頻到下一個(gè) 3MHz 間隔，重復(fù)上面的步驟，直到掃描完頻段內(nèi)所有的每一個(gè)間隔；

我們對(duì)特定頻段做多幾次掃頻，獲得平均功率數(shù)據(jù)，使用 gnuplot 將數(shù)據(jù)畫圖。其中 Y 軸為平均功率，單位為 dBm；X 軸為頻率，單位為 MHz。因?yàn)?/font> 400M 和 2.4G 頻段上的功率量值不同，所以起始功率不同。見(jiàn)圖 4-5 和圖 4-6






從上兩圖中的檢測(cè)結(jié)果可以非常直觀的得到以下結(jié)論：

（1）2.4G 非授權(quán)頻段非常擁擠，這段頻率已經(jīng)被大量的 wifi 設(shè)備使用殆盡，而且還有大量“不速之客”加進(jìn)來(lái)干擾，比如藍(lán)牙和微波爐開(kāi)啟產(chǎn)生的污染（圖中 2430MHz處即是微波爐開(kāi)啟產(chǎn)生的信號(hào)輻射）。

（2）在 400M 授權(quán)頻段上，除了某些頻率一直有信號(hào)在占用，大部分頻段大部分時(shí)間都是空閑的。這些授權(quán)頻段無(wú)論從時(shí)間上還是從功率上分析，都非常適合認(rèn)知無(wú)線電非授權(quán)用戶的使用。

由美國(guó)頻譜規(guī)劃文件中如圖 4-7 可知，400M-480M 范圍內(nèi)，國(guó)際通行的規(guī)劃大部分都是劃給移動(dòng)通信，而在我國(guó)，大部分頻段在民用范圍內(nèi)大部分時(shí)間都是靜默的，只是450M 小靈通通信占用了一點(diǎn)，如上圖可清晰的發(fā)現(xiàn) 450M 處被占用情況。

所以我們選擇 400M 頻段作為認(rèn)知無(wú)線電動(dòng)態(tài)接入的頻段，可減少對(duì)授權(quán)用戶的干擾，從時(shí)間和頻譜空間這兩個(gè)角度來(lái)說(shuō)也比較容易找到空閑頻段。

4.4 頻譜能量記錄與選擇

獲得了設(shè)置好的每一步進(jìn)頻段內(nèi)的平均能量，并將其根據(jù)頻段的中心頻率排序存入鏈表，選定做 N 次掃頻，求 N 次掃頻后每個(gè)頻段的數(shù)學(xué)平均。這個(gè) N 值取的次數(shù)需要根據(jù) sensing 的時(shí)間和傳輸時(shí)間大小的比值，以及動(dòng)態(tài)接入的策略來(lái)確定的。這里我們?nèi)?/font> N=3，既可以過(guò)濾掉較大的隨機(jī)誤差，又可以節(jié)省 sensing 的時(shí)間。這樣我們就獲得了每個(gè)步進(jìn)頻率的多次掃頻的平均功率，即可確定我們要接入的頻率和功率最小最大頻率。

當(dāng)我們獲得了最小值與當(dāng)前使用頻率的能量值，我們對(duì)其做比較，如無(wú)大差距，返回標(biāo)志及數(shù)據(jù)，為接下來(lái)的動(dòng)態(tài)接入提供策略支撐是使用原頻率，還是使用新的最小頻率。



4.5 本章小結(jié)

本章介紹了頻譜檢測(cè)的方法和原理，設(shè)計(jì)了使用 GNU Radio 和 USRP 實(shí)現(xiàn)的 FFT能量檢測(cè)方法實(shí)現(xiàn)大范圍的頻譜檢測(cè)，并能將頻譜記錄和選擇接入頻率的策略。