2.4G射頻雙向功放電路的設計與制作

　　在兩個或多個網絡互連時，無線局域網的低功率與高頻率限制了其覆蓋范圍，為了擴大覆蓋范圍，可以引入蜂窩或者微蜂窩的網絡結構或者通過增大發射功率擴大覆蓋半徑等措施來實現。前者實現成本較高，而后者則相對較便宜，且容易實現?，F有的產品基本上通信距離都比 較小，而且實現雙向收發的比較少。 本文主要研究的是距離擴展射頻前端的方案與硬件的實現，通過增大發射信號功率、放大接收信號提高靈敏度以及選擇增益較大的天線來實現，同時實現了雙向收發，最終成果可以直接應用于與IEEE802.11b/g兼容的無線通信系統 中。

　　雙向功率放大器的設計

　　雙向功率放大器設計指標：

　　工作頻率：2400MHz～2483MHz

　　最大輸出功率：+30dBm（1W）

　　發射增益：≥27dB

　　接收增益：≥14dB

　　接收端噪聲系數：< 3.5dB

　　頻率響應：<±1dB

　　輸入端最小輸入功率門限：

　　具有收發指示功能

　　具有電源極性反接保護功能

　　功率檢波器信號輸入端接在RF信號輸入通道上的定向耦合器上。當無線收發器處在發射狀態時，功率檢波器檢測到無線收發器發出的信號，產生開關切換信號控制RF開關打向發射PA通路，LNA電路被斷開，雙向功率放大器處在發射狀態。當無線收發器處在接收狀態時，功率檢波器由于定向耦合器的單方向性而基本沒有輸入信號，這時通過開關切換信號將RF開關切換到LNA通路，PA通路斷開，此時雙向功率放大器處在接收狀態。

　　下面介紹重點部位的設計：

　　發射功率放大（PA）電路

　　發射功率放大電路的作用是將無 線收發器輸入功率放大以達到期望輸出功率。此處選擇單片微波集成電路（MMIC）作為功率放大器件，并采用兩級級聯的方式來同時達到最大輸出功率與增益的要求。前級功率放大芯片選擇RFMD公司的 RF5189，該芯片主要應用在IEEE802.11b WLAN、2.4GHz ISM頻段商用及消費類電子、無線局域網系統、擴頻與MMDS系統等等。RF5189的增益可以通過VREG引腳電壓控制，在本設計中VREG電壓取+3V，使RF5189具有最大增益。RF5189在2.412GHz~2.482GHz頻段增益變化幅度約為0.6dB，線性度較高。由于RF5189片內集成了輸入輸出端口的匹配電路與RF隔直電容，所以RF5189輸入輸出端直接加特性阻抗為50Ω的傳輸線進行信號的傳輸。

　　第二級功率放大芯片采用RFMD公 司的RF2126。RF2126的功率控制端接到RF5189功率控制端，兩片功 率放大芯片采用統一的控制電壓信號進行控制。它的輸入輸出阻抗并不是50Ω，所以需要外加匹配電路，匹配電路中使用的電容選擇自諧振頻率與Q值高，等效串連阻抗ESR很小的射頻電容，以減小信號在阻抗匹配電路中的損耗。在本設計中阻抗匹配電容選 擇美國技術陶瓷（ATC）公司的ATC100A系列陶瓷電容，它的品質因素（Q值）：>10000@1MHz

　　低噪聲放大（LNA）電路的設計

　　低噪聲放大芯片選擇Hittite公司的HMC286E。HMC286E是專門為2.3GHz~2.5GHz的擴頻系統設計的低噪聲放大器（LNA），在+3V供電情況下可以提供19dB信號增益和1.7dB的低噪聲系數，并且耗電僅8.5mA。在2.4GHz時的一階增益壓縮點（P1dB）是+6dBm，三階交調截取點（IP3）是+12dBm。

　　在接收低噪聲放大器（LNA）輸入端加一級帶通濾波器，考慮到實際功放尺寸的限制，本設計采用表面安裝的低溫燒結陶瓷（LTCC，Low-Temperature Cofired Ceramics）帶通濾波器BF2520-B2R4CAC。它的插入損耗很小，最大為1.5dB。

　　收發切換電路的設計

　　為 了使功放電路可以工作在TDD模式下，在R F 收發器端和天線端 各加一個射頻單刀雙擲（ SPDT） 開關。直接采用S kyWorks 公司的GaAs 集成 SPDT開關芯片AS179-92。該芯片插入損耗為0.4db，上升下降時間為10ns。

　　功率檢測電路的設計

　　切換控制信號通過對功率檢波器輸出信號整形變換得到，因此功率檢測電路的性能對實現收發控制至關重要。功率檢測芯片選擇Linear公司的LT5534ESC6。為了不使在接收狀態下，接收功率較大時功率檢波器輸出大電壓值，還有就是使功率檢測電路的引入不影響信號通路的特性阻抗，因此功率檢波器RF輸入端不直接接在功率放大器信號輸入端，而是采用微帶線定向耦合器從RF通路中耦合出一部分功率輸入到功率檢測電路中。耦合微帶線定向耦合器用ADS2005A的無源電路設計向導（Passive Circuit DesignGuide）來設計。

　　在2.45GHz處，S11=?36.85dB，S21=?0.19dB，S31=?22.70dB，S41=?15.08dB。所以方向性系數D=5.62dB。

　　最終取微帶耦合線的物理尺寸為：微帶線寬度W=56mil，間距S=20mil，耦合線長L=650mil。

　　電平平移與驅動電路的設計

　　功率檢測電路輸出的是一個接近線性的電壓信號而不是邏輯高低電平信號，不適合直接控制RF開關。因此需要一個電平平移與驅動電路來將單一的初始控制信號變成穩定的驅動能力強的一對反相的控制信號。所以電路采用一個三極管9011和一個雙P溝道場效應管RF1K49093構成。

　　雙向功率放大器的測試

　　由于所設計的雙向功率放大器是專門針對擴頻通信系統的，所以輸入輸出信號都是擴頻信號，而且工作頻率較高，如果要觀察信號波形的話對測試儀器要求很高，所以不適合采用時域測試方法。這里主要介紹采用頻域測試方法來對雙向功率放大器進行測試。

　　回波損耗（RL）=?10log 10 [(反射功率)/(入射功率)](dB)

　　S11即為功率放大器輸入端的回波損耗，?S22即為功率放大器輸出端的回波損耗。

　　發射功率放大增益測試

　　測試信源采用自行設計的ZigBee無線通信模塊，輸出為2.4G ISM頻段直接序列擴頻（DSSS）信號。

　　預先測出自制信源模塊輸出功率為： Pin=?9.2dBm。

　　經過功率放大器后輸出功率為：P OUT =18.8dBm，所以前向增益為:

　　G_{F}=Pout-Pin=18.8-(-9.2)=28dB

　　發射輸入信號最小功率門限的測試

　　雙向功放輸入端接Agilent E8257D( 250kHz～40GHz)PSG模擬信號發生器，輸出端接頻譜分析儀。 測得最小功率門限為P INMIN = ? 21.5dBm。

　　相鄰信道功率比（ACPR）測量

　　計算公式為ACPR=frac{P_{ac}}{P_{mc}} (dBc)

　　對于信號源輸出頻譜（圖9）：

　　相鄰信道功率比（Adjacent Channel Power Ratio）=40dBc

　　相間信道功率比（Alternate Channel Power Ratio）=59.6dBc

　　對于雙向功率放大器輸出頻譜：

　　相鄰信道功率比（Adjacent Channel Power Ratio）=39.3dBc

　　相間信道功率比（Alternate Channel Power Ratio）=62.8dBc

　　整體電路工作電流測試

　　發射狀態

　　雙向功放輸入端輸入 9dBm 2.45GHz信號，測試整機電流 I= 573mA

　　接收狀態

　　雙向功放輸出端輸入50dBm 2.45GHz信號，測試整機電流I= 52mA

　　所設計的雙向功率放大器處在接收狀態時通過控制發射功率放大模塊的偏置電壓使其均處在省電狀態，大大減小了接收狀態下的功耗。

　　結論

　　目前國內針對個人無線局域網的射頻功率放大器的相關資料相對比較少，芯片廠商提供的器件手冊也相當簡略。本設計是學習IEEE802.15.4 2.4GHz擴頻通信調制方法的基礎上設計出適合于IEEE802.15.4的雙向功率放大器，該功率放大器也可以直接用于IEEE802.11b/g收發 系統中。根據實際需要確定功率放大器的電路結構， 依次對發射功率放大電路、接收信號放大電路、收發切換電路、功率檢測電路、電平平移與驅動電路以及電源管理電路的所需元器件選擇和應用電路進行了非常詳細的分析與設計。從測試結果看來，本設計已經達到了預期的要求，可以廣泛應用到工程中。