目前，GSM系統是世界上應用最廣泛的移動通信標準，應用于GSM系統的射頻前端架構主要有GSM/DCS雙頻功率放大器模塊和單刀四擲（SP4T）射頻開關模塊組合的解決方案。其中，GSM/DCS雙頻功率放大器模塊多采用將GSM和DCS兩個頻段的單頻射頻功率放大器管芯以及對應的輸入輸出匹配網絡和CMOS控制器封裝至一個芯片模塊，從而實現雙頻工作。SP4T射頻開關模塊多采用將GSM/DCS雙頻濾波器與SP4T開關管芯集成的方式。
本文提出一種新穎的射頻功率放大器電路結構，使用一個射頻功率放大器實現GSM/DCS雙頻段功率放大功能，銳迪科的RDA6218就是采用這種結構。射頻功率放大器管芯由原來的兩個減少為一個，同時此結構射頻功率放大器及輸出匹配網絡與CMOS控制器、射頻開關集成至一個芯片模塊，組成GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，如圖1所示。
圖1 GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊示意圖。
單芯片放大器電路
本設計中的射頻功率放大器電路采用三級放大的電路形式。如圖2所示，將射頻功率放大器電路的第一級分成兩個獨立的輸入端，分別對應于GSM和DCS功率放大頻段。然后共用第二級和第三級放大電路。在輸出端實現了可以同時應用于GSM、DCS頻段的輸出匹配網絡。由于第二級和第三級為GSM和DCS兩個頻段共用的電路放大級，因此在設計此兩級電路時需要同時兼顧GSM和DCS兩個頻段的要求。
圖2、 雙頻段功率放大器電路原理圖。
本電路中第三級設計為功率放大級，在通常電池電壓供電的情況下，為使GSM頻段和DCS頻段功率輸出分別達到35dBm和33dBm,因此GSM頻段和DCS頻段的功率輸出阻抗分別設計為2Ω和3Ω。由于GSM頻段輸出功率大于DCS頻段輸出功率，因此設計第三級功率管Q3最大輸出功率達35dBm。
該電路中第二級為功率驅動級，因為需要同時覆蓋GSM和DCS兩個頻段，頻率范圍很寬，因此設計第二級放大電路采用負反饋結構，將工作頻率從GSM頻段拓寬至DCS頻段。同時，第二、三級級間匹配網絡也設計為寬帶匹配網絡。本設計電路中，第二級和第三級的總體增益設計為25dB，頻率范圍覆蓋GSM和DCS頻段。仿真結果如圖3所示。
圖3 第二級和第三級增益仿真結果。
由于高頻段（DCS）的增益在第二和第三級時略低，因此設計第一級放大電路時，DCS頻段第一級增益比GSM頻段第一級高約3dB。同時，在DCS頻段射頻輸入端加入濾波網絡，如圖2所示。此濾波網絡對GSM頻段信號起到帶阻作用，同時對DCS頻段信號起到帶通作用，加入此濾波網絡可有效地提高交叉隔離度。該濾波網絡的仿真原理圖與仿真結果分別如圖4、圖5所示。本設計電路GSM頻段和DCS頻段總增益仿真結果如圖6、圖7所示。
圖4 DCS頻段輸入濾波網絡仿真原理圖。
圖5 DCS頻段輸入濾波網絡仿真結果
圖6 GSM頻段總增益仿真結果
圖7 DCS頻段總增益仿真結果
高隔離射頻開關
本文設計的GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊中，GSM/DCS雙頻段射頻功率放大器管芯的輸出端分別與GSM輸出匹配網絡和DCS輸出匹配網絡連接至同一節點。而DCS工作頻段范圍為1710MHz~1910MHz，覆蓋了GSM頻段（880MHz~915MHz）的二次諧波頻率范圍（1760MHz~1830MHz）。因此當GSM頻段發射選通時，GSM頻段射頻信號的二次諧波可通過共同節點泄漏至DCS輸出匹配網絡，從而傳輸至天線。
雖然GSM頻段發射選通時，射頻開關DCS端為關閉狀態，但由于普通射頻開關處于關閉狀態時，隔離度只有20dB左右。因此，當GSM頻段二次諧波信號較強時，仍有一定功率的射頻信號通過射頻開關DCS端耦合至天線，使得GSM頻段發射時，天線端輸出的GSM頻段二次諧波信號較高，超出系統指標要求。為了滿足通信系統要求諧波分量在-30dBm以下的要求，射頻開關的DCS端設計為高隔離結構，當射頻開關GSM端選通時，DCS端至天線端的隔離度高達80dB，使得GSM頻段信號的二次諧波無法通過射頻開關DCS端傳輸至天線，從而極大地降低了兩個頻段之間的射頻干擾。
本文小結
本文提出一種新穎的射頻功率放大器電路結構，使用一個射頻功率放大器實現GSM/DCS雙頻段功率放大功能。同時將此結構射頻功率放大器及輸出匹配網絡與CMOS控制器、射頻開關集成至一個芯片模塊，組成GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，其中射頻開關采用高隔離開關設計，使得諧波滿足通信系統要求。本文設計的GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，在GSM發射模式下，模塊天線端輸出功率為33dBm，效率38%，諧波抑制-33dBm以下；DCS發射模式下，模塊天線端輸出功率為30dBm,效率30%，諧波抑制-33dBm以下。
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