MIMO (多重輸入輸出)運用技術和射頻的波束成型技術已被證明是在寬帶無線接入(BWA)系統上，可達到最高數據吞吐量和高頻譜利用效率的技術。在這些系統中，關鍵點是對已知射頻路徑的調相，并同時對所有信號取樣。

為了滿足這些要求，系統設計人員通常使用一個屬于單一本地振蕩器(LO)來源的共同參考頻率，并分給兩個獨立的通道。基站接收器的線性規格和發射器的誤差矢量振幅值(EVM)規格，以往會要求混合式的實作形式，納入各級整合方塊，并選擇個別的高性能低噪聲放大器(LNA)、混頻器、增益方塊和轉換器，以滿足系統的目標。

在具有2RX×2TX能力的現代積體組件上，其性能水平已經足以將這些系統的實作，包括高性能的內建接收器、發射器、合成器和轉換器都共存于一個組件上。

事實上，整合組件的性能已經從以客戶端設備(CPE)定位的產品，到微微型基站及微型基站(Pico and Micro-basestation)性能水平的產品，并且迅速接近完整基站的性能水平。高性能2×2整合組件已經面世，并且是用來實現射頻同步的最佳選擇，因為如此便可共享組件上所有的資源。

為了發揮MIMO概念的優點，系統規劃人員定義4×4、8×8，甚至更復雜的配置。隨著系統復雜度增加，同步化的工作也隨之增加，材料清單亦然。本文介紹了整合型收發器如何通過減少復雜度、組件數量和成本來簡化設計，并同時能夠實現出色的微微型基站及微型基站系統性能。

整合型收發器有利同步系統要求

為了產生所要求的射頻波束成型樣式，兩個射頻信號之間的固定關系必須存在于MIMO系統所有信道的兩兩之間。傳統上用來建立這些關系的方法是分配共享合成器的輸出給接收方塊和發射方塊，這樣它們都會具有完全相同的調相，確切的路徑可以特征化并校準，使通道之間的相位差可以求得。一旦建立了關系，波束成型技術可以用來實現所要求的接收或發射樣式。

對于2×2的MIMO系統而言，整合收發器的選擇顯示于圖1的虛線框內，可以用來有效實現同步系統。接收器和發射器的組件都有一個共同的LO路徑，以便信道的調相在任何時候都是固定的。

圖1　2×2 MIMO基站架構

在4×4或8×8(甚至信道更多)的系統，基帶處理器使用的參考信號，其同步化須要實現整個系統的一致性。使用全球衛星定位系統(GPS)鎖定頻率發生器來同步化基帶頻率將會在相關的文章中探討，但同步化這個基本的問題也會在這里解決，因為同步基帶和射頻兩者，同樣會用來同步整合的系統。

基帶同步為射頻調相技術關鍵

所有的組件被同步到相同的參考頻率還必須參照一個在射頻信道上已知的相位。正如剛才提到的整合解決方案包含必要的LO產生電路，這樣就可以簡單利用內建的資源簡化2×2的系統。然而在高階系統，射頻同步化的任務更加復雜。

每個組件的信道合成器利用其自身的鎖相回路(PLL)，產生一個誤差信號來強制讓原本頻率自由振蕩的壓控振蕩器(VCO)對準到所需的頻率。將多個整合組件的VCO同步化，使它們的相位一致是非常困難的。正因為如此，給所有組件共享一個外接LO會消除這些問題。可以外接LO的組件顯然最適合這樣的任務。

單芯片2×2的MIMO組件，如業者已推出包含同步化電路，用來調整基帶合成器的頻率邊緣。此外，該組件除了能夠對射頻輸出信號進行取樣之外，還包含外接LO的能力。有了基帶同步化以及已知射頻輸出信號的相位，應用射頻調相技術的功能便可以設計出來。

圖2顯示業者所推出單芯片2×2的MIMO組件的簡化方塊圖。要產生給定系統的一個特定取樣率，會使用一個N分頻PLL，可在40MHz的范圍內的任何參考頻率中，合成出基帶頻率參考信號。對于2×2的系統，參考頻率可以是內含的或外接的。基帶頻率是在兩個接收器和兩個發射器之間共享，所以并不須要另外設計同步化功能。同樣的，射頻LO是共享的，所以RX和TX信號的相位一致性則是與生俱來。

圖2　單芯片2×2的MIMO組件方塊圖

對于4×4及具有更多信道的基站系統，通常可用GPS鎖定外部參考頻率，因此所有收發器組件都會假定有這個功能并加以利用。從基帶控制器發出同步化脈沖的應用上，組件的基帶PLL被有計劃的重置，因而達到基帶頻率的相位對準。在圖3中是個兩組件的示意圖，但是可以用更多的組件以相同的方法串接下去。

圖3　業者推出的基帶多芯片同步示意圖

選擇具有所需數據速率的整數倍參考頻率頻率，將使得BBPLL運行在整數模式，所以不會發生N分頻合成才會有的抖動。例如圖4說明了對于一個標準的全球微波存取互通接口(WiMAX)10MHz通道，取樣率需要的是11.2MHz，所以會使用頻率44.8MHz的外接振蕩器。SYNC_IN脈沖的時序相對來說就不算太嚴格。

圖4　MIMO組件基帶多芯片同步SYNC_IN脈沖時序

BBPLL的同步，可以通過在示波器上觀察每顆芯片的BBPLL頻率輸出來檢查。它們在同步程序完成后就會重疊。借著配置單芯片2×2 MIMO組件的某一支可程序輸出接腳作為BBCLK，便可以很容易地以基帶控制器，或是在示波器上顯示，將BBPLL同步測量出來(圖5、圖6)。

圖5　在同步之前單芯片2×2的MIMO組件IC1與IC2的頻率信號圖(初始階段為隨機)。

圖6　在同步之后，單芯片2×2的MIMO組件IC1與IC2的頻率信號(相位對齊)

業者推出的兩款產品VCO，結構差別在于已開啟信道信號的產生方式。一個在VCO產生信道頻率的兩倍頻如在2.5GHz操作下，其VCO頻率為5GHz。另一組件則是VCO產生信道頻率的四或三倍頻如在3.6GHz操作下，其VCO頻率為4.8GHz。內部合成器提供約-40dB(1%)EVM的卓越性能，但這兩顆芯片也已經可以使用外接LO來源，因為，如此一來，便可以得到更高的性能。如果使用一個適當的低噪聲外接LO信號，EVM性能可提高到優于-45dB(0.56%)。

在多芯片系統，需要多重天線波束成型如4TX×4RX，這時共同外接LO就可以保證組件間的相位一致性。如前所述，應用于前述兩種組件上的LO信號不是直接用作信道頻率。這里用到的LO在芯片上被分給自行運作的分頻器，用來產生已開啟通道的LO。因此，簡單地采用外接LO就不用同步，但兩個組件之間的調相，仍可以通過交叉耦合(Cross-coupling)現有的功率檢測器，很容易地測定出來，然后一起比較兩個接收信道的數據樣本。在VCO頻率是倍頻的組件中，所以產生的TX信號，其相位不是同相就是超出180度。而另一組件采用了四或三倍頻的VCO/信道頻率關系，由此產生的TX信號相位將會是四種可能值之一，不是0度，就是90、180或270度。在4TX乘4RX系統下，要測定TX信號相位的電路連接圖介紹見圖7。

圖7　MIMO組件用于4Tx乘4Rx連接的射頻相位測量圖

若使用VCO頻率是倍頻的組件，其結果如圖8。該圖是畫出由接收通道1取樣到的I值到由接收通道2取樣到的I值，接收通道1是連接到同一個芯片的某一個發射器輸出端，而接收通道2則是連接到系統中另一個芯片的某一個發射器輸出端。在第一張圖中，很容易測定該LO分頻器是與TX信號同相，只在時間軸上有略微的偏移。在第二個圖中，也很容易測定兩組件之間的TX信號大約超出相位180度。在這些組件中，LO分頻器是自行運作的，因此相位不能預先測定，然而一旦進行測量，且產生信號的相位是已知的，正確的偏移補償可用于實現波束成型算法。同理，采用了四或三倍頻的VCO/信道頻率組件中，其四個可能的相位如圖9所示。

圖8　MIMO組件射頻相位測量I的數據，左圖為0度、右圖為180度，外接LO驅動。與理想相位之間的偏移是由于輕微的電線長度不匹配。

圖9　另一組MIMO組件射頻相位測量數據，其射頻相位為0、+90、-90和180度都有可能，因為是用合成器輸出分頻器，并外接LO驅動。為每個新的工作頻率下的調相都會測量到，并保持下去。

由于組件使用直接轉換，這個通過功率檢測器和通過接收器測量的信號，須要從信道的中心被偏移。這些組件包括了能夠生成偏移連續(Continuous Wave, CW)音，在這里是指TestTone的功能，方便進行相位測量。當基帶頻率同步時，TestTone將在兩個組件上產生同樣的相位。很容易依照所產生數據樣本的結果來做直接比較和相位測量。

使用交叉耦合發射器，以同樣的方式，系統可以利用這一技術來測定芯片之間的調相，以建立任何N×N規模的MIMO數組。對于成本非常敏感的應用，交叉耦合技術在利用芯片內建合成器的情況下，還是可以應用在組件上。雖然內部LO的相位不像外接LO的情況下可以預測，但仍然可以用同樣的方式測量，在給定頻率的命令之下，組件之間的相位關系仍將保持不變。這對要求成本效益更高的解決方案還是有幫助的，而相較于最佳EVM的解決方案，只有些微不利的影響。

寬帶無線接入基站使用了MIMO和射頻波束引導技術，以實現最大的覆蓋范圍和細胞負載量。成功實作的關鍵是測量RF信號相位的能力與基帶取樣頻率的同步。

整合型收發器的性能已經取得重大進展，使其可以用在新的設計中。使用上述的技術，通過整合型組件可節省的可觀電力、重量、組件數量以及最重要的成本，這些應用產品便可以達到優越的性能。

作者：Rick Myers，ADI半導體公司