RF抑制亦即RF敏感度，它已成為手機、MP3播放器及筆記本電腦的音頻領(lǐng)域中和PSRR、THD+N及SNR一樣重要的設(shè)計要素。藍牙技術(shù)正逐漸作為中耳機和話筒的無線串行電纜替代方案應(yīng)用于移動設(shè)備中。采用IEEE 802.11b/g協(xié)議的無線局域網(wǎng)(WLAN)技術(shù)也已成為個人電腦和筆記本電腦的標準配置。GSM、PCS和DECT技術(shù)中的TDMA多路復(fù)用會引入較大的RF干擾。當(dāng)今密集的RF環(huán)境引發(fā)了業(yè)界對電子電路RF敏感度和RF對整體系統(tǒng)完整性影響的關(guān)注。音頻放大器即是一個對RF敏感的系統(tǒng)模塊。
音頻放大器會對RF載波進行解調(diào)，并在其輸出端再生出調(diào)制信號及其諧波成分。某些頻率會落入音頻基帶的范圍，從而在系統(tǒng)的揚聲器輸出端產(chǎn)生用戶不希望聽見的“嗡嗡”聲。為了避免此問題，系統(tǒng)設(shè)計員必需充分了解所選放大器IC的局限性及其相應(yīng)的PCB布局。本文將指導(dǎo)設(shè)計人員如何優(yōu)化音頻放大器電路板的RF抑制能力。
尋找RF噪聲的來源
良好的布局(即，較好的RF抑制能力)的關(guān)鍵，首先要確認RF耦合噪聲的來源。如果所選的音頻放大器有評估板，則可利用評估板檢查各引腳的RF敏感度。選擇一個所感興趣的頻率，例如WLAN應(yīng)用中的2.4GHz。根據(jù)天線原理，引線長度為1.2英寸(2.4GHz RF信號的四分之一波長)的天線在2.4GHz頻率時效率很高。
l=c/(4*f)
其中l(wèi)=長度, c=3X108, f=頻率。
截取一段1.2英寸的導(dǎo)線并將其直接焊在IC的一個引腳上，測量(見附錄) IC在感興趣的頻率(2.4GHz ±10%)的RF抑制能力。取下1.2英寸引線并將其焊接到放大器的另一個引腳上，重復(fù)RF測量過程。 請確保每次測試的條件均保持一致。用這種方法繼續(xù)測量，直至1.2英寸引線接到放大器的每個引腳，并且記錄下在感興趣頻率下的RF測量結(jié)果。最后，引腳不連接天線的情況下，測量IC的RF抑制能力。
最后一次測試為我們提供了一個放大器性能的基準。將該測試結(jié)果與先前的測試結(jié)果進行比較，可以得出對RF解調(diào)信號最為敏感的放大器引腳。利用這些數(shù)據(jù)，我們可以對PCB的設(shè)計進行優(yōu)化，減少被耦合到放大器引腳的RF噪聲。
MAX9750實例分析：工程評估結(jié)果表明MAX9750 IC中RF敏感度最高的九個引腳：INL、INR、BIAS、VOL、BEEP、OUTL_和OUTR_。
電容的作用
舉所選IC的BIAS引腳為例。假定BIAS引腳在所感興趣的頻率下的RF抑制能力較差，則首先最該考慮的PCB設(shè)計是縮短從BIAS引腳至去耦電容之間的引線長度。 如果在優(yōu)化引線長度后RF解調(diào)情況還不理想，則考慮在放大器引腳增加一個小的旁路電容(大約10pF至100pF)到地。電容的阻抗特性可在系統(tǒng)最敏感的頻率上(在本例中為2.4GHz)形成陷波濾波器。請參考圖1A中電容模型(C1)的阻抗特性。
圖1A. 非理想電容模型
圖1B. 非理想電容模型，阻抗特性
如果C1為理想電容，則阻抗特性會隨著頻率的提升而下降(XC = 1/[2 x f x C])。但是，實際應(yīng)用中并不存在理想電容。非理想電容模型(圖1B)的阻抗在自諧振頻率*下陷，然后隨著頻率開始上升。當(dāng)頻率大于fo時，則電感分量開始增加(XL = 2 x f x L)。如果將電容作為濾波器使用，當(dāng)接近或高于其自諧振頻率時，則此種特性將會令濾波效果變差。但是，如果選擇電容將特定的高頻分量旁路接地，則此時電容的自諧振特性就可以派上用場了。
MAX9750實例分析：33pF電容加在BIAS針腳上，改善了RF抑制能力(平均3.6dB)。
控制輸入引腳的噪聲
通常，音頻放大器的輸入引腳總是RF耦合噪聲的源頭，所以要確保輸入引線的長度小于系統(tǒng)的RF信號波長的1/4。安靜的地層同時也會減少耦合到輸入引腳的RF噪聲。應(yīng)在IC的各個輸入引線周圍布滿安靜的地層。此接地層有助于所選音頻放大器的輸入引腳與任意高頻RF信號的隔離。
MAX9750實例分析：將輸入引線長度縮短三倍，并在左聲道、右聲道和PC-beep引腳上鋪上地層，將進一步改善了MAX9750 IC的RF抑制能力(圖2)。
圖2. MAX9750C揚聲器放大器的RF抑制能力測試結(jié)果：噪聲基底 = 94.4dBV。
注：圖2給出了MAX9750 IC的典型RF抑制能力。天線信號強度、電纜長度及揚聲器類型等一些外部因素也會影響RF抑制性能。
我們也可以采用一些高成本的方法，比如在RF敏感度較高的放大器針腳上增加LC濾波器或在電路板中增加低ESR電容。這些方法效果顯著，但成本較高。如果可以確定RF噪聲的來源，則無需使用高成本解決方案。
總結(jié)
RF抑制能力較差的音頻放大器會影響整個系統(tǒng)設(shè)計的完整性。如果能夠找到問題的根源所在，則可以采取適當(dāng)?shù)拇胧┮员苊庖纛lRF解調(diào)。通常情況下，輸入端、輸出端、偏置端和電源端的引線應(yīng)小于系統(tǒng)RF信號波長的1/4。如果需要提高RF抑制能力，可以采用一個小電容將IC引腳直接接地(即使該引腳上已連接了大電容)，并在易受影響的放大器引腳附近鋪上地層。最后，使大功率RF系統(tǒng)模塊遠離易受影響的音頻放大器引腳。在采取這些措施之后，將消除“討厭”的音頻解調(diào)“嗡嗡”聲。
自諧振時，容性和感性阻抗互相抵消，只留下阻性分量。自諧振頻率為：
附錄
為獲得精確的、具有可重復(fù)性的測試結(jié)果，我們需要將被測件(DUT)置于一個已知強度的RF場中。Maxim已開發(fā)了一套測試方法：利用一個RF屏蔽試驗室、一個信號發(fā)生器、RF放大器以及一個場強檢測儀來測量RF敏感度以得到可靠的可重復(fù)測試結(jié)果。
圖A. RF噪聲抑制能力測量電路
上面的圖A是典型的運算放大器測試裝置(op-amp)。 放大器的同相輸入通過1.5英寸環(huán)線(模擬PCB引線)短路至地。我們選擇了標準的1.5英寸的輸入引線，這樣可以對多個Maxim的放大器的RF抑制能力進行比較(注：DUT至輸入源之間的輸入引線在系統(tǒng)敏感頻率范圍內(nèi)具有天線效應(yīng))。放大器的輸出端接有預(yù)先設(shè)定的負載。然后，放大器被置于屏蔽試驗室內(nèi)。Maxim的RF屏蔽試驗系統(tǒng)模擬出一個RF環(huán)境，在放大器的輸出端對解調(diào)信號進行監(jiān)測。
圖B. Maxim的RF抑制測試方法
圖B顯示了Maxim的RF屏蔽試驗系統(tǒng)，該系統(tǒng)模擬出RF抑制試驗所需的RF場環(huán)境。 測試腔體與法拉第腔的屏蔽室類似，將被測件與外部電場隔離起來。
完整的測試系統(tǒng)包含以下設(shè)備：
·信號發(fā)生器：SML-03，9kHz至3.3GHz (Rhode&Schwarz)
·RF功率放大器：20MHz至1000MHz，20W (OPHIR 5124)
·RF功率放大器：1GHz至3GHz，50W (OPHIR 5173)
·功率計：25MHz至1GHz (Rhode&Schwarz)
·平行線單元(屏蔽腔)
·場強檢測儀
·計算機(PC)
·Fluke數(shù)字萬用表(dBV meter)
利用計算機設(shè)置信號發(fā)生器輸出的頻率范圍、調(diào)制比和調(diào)制類型，以及RF功率放大器的功率輸出。調(diào)制信號被饋送到相應(yīng)的功率放大器(OPHIR 5124：20MHz至1000MHz，20W或OPHIR 5173：1GHz至3GHz，50W)，并通過定向耦合器和功率計測量并監(jiān)視放大器的輸出。所定義的RF場在測試室內(nèi)均勻輻射。
測試時，Maxim將被測器件置于屏蔽室的中心。場強檢測儀對被測件所處的50V/m均勻場強進行連續(xù)檢測。所采用的信號是頻率介于100MHz和3GHz之間變化的RF正弦波，與1kHz的音頻頻率進行調(diào)制，調(diào)制度為100%。 通過測試室的接入端口為被測件供電，并通過接入端口連接輸出監(jiān)測裝置。利用Fluke萬用表(單位使用dBV)來實時監(jiān)測解調(diào)的1kHz信號幅度。當(dāng)RF正弦波頻率按預(yù)先的設(shè)定在100MHz和3GHz之間變化的同時，對Fluke萬用表的報告結(jié)果進行記錄。圖C是100MHz至3GHz掃頻的測試結(jié)果。
圖C. MAX9750 RF抑制測試結(jié)果
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