分布式放大器能提供很寬的頻率范圍和較高的增益。有一段時(shí)間，其設(shè)計(jì)通常采用傳輸線作為輸入和輸出匹配電路。Bill Packard(惠普公司的創(chuàng)始人之一)早在1948年就在其論文中提出了基于分布式設(shè)計(jì)的真空管放大器電路。

隨著砷化鎵(GaAs)微波單片集成電路的發(fā)展成熟，為了提高效率、輸出功率、減小噪聲系數(shù)，人們提出了很多種放大器電路類型，但是分布式放大器仍然是寬帶電路(如光通信電路)的主流設(shè)計(jì)。理解砷化鎵微波單片集成電路GaAs MMIC分布式放大器的設(shè)計(jì)，對(duì)很多寬帶電路的應(yīng)用都會(huì)有很大的幫助。

約翰·霍普金斯大學(xué)從198?年開始就開設(shè)了MMIC設(shè)計(jì)課程，并在讓學(xué)生在TriQuint公司的產(chǎn)線上流片。一款由Craig Moore(從198?年到2003年，他一直擔(dān)任該課程的助教)設(shè)計(jì)的分布式放大器作為該課程一個(gè)經(jīng)典的設(shè)計(jì)例子。該設(shè)計(jì)甚至經(jīng)歷了低溫環(huán)境實(shí)驗(yàn)，在液氮的低溫下表現(xiàn)出更低的噪聲系數(shù)。該放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工藝，其增益比基于0.5μm GaAs偽高電子遷移率晶體管PHEMT的新電路略低，2006年的新課程中則采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他電路作為例子。本文將介紹寬帶放大器的設(shè)計(jì)方法以及仿真和實(shí)測(cè)的結(jié)果。

圖1：采用微帶傳輸線的分布式放大器電路結(jié)構(gòu)圖。

分布式放大器使用寬帶傳輸線給一組有源器件注入輸入信號(hào)(如圖1)，同時(shí)另一條并行的傳輸線用于收集各個(gè)有源器件的輸出信號(hào)，并將其疊加。每一級(jí)提供相當(dāng)?shù)脑鲆妫窃鲆娣植荚谝粋€(gè)很寬的頻率范圍內(nèi)。和級(jí)聯(lián)設(shè)計(jì)相比，總增益是各級(jí)增益之和，而不是各級(jí)增益的乘積。但使用集總參數(shù)元件來近似分布式傳輸線時(shí)(如圖2)，集總參數(shù)傳輸線的到地并聯(lián)電容，被晶體管的寄生電容代替。集總參數(shù)元件的等效傳輸線作為一個(gè)低通濾波器使用，其截止頻率和晶體管的寄生電容成反比。因此晶體管的尺寸直接決定了電路的工作頻率上限。設(shè)計(jì)總要綜合考慮的各種參數(shù)包括：放大器的級(jí)數(shù)、有源器件的尺寸、器件的工藝類型(如果有多種類型)以及每一級(jí)的直流偏置。更多的級(jí)數(shù)意味著更大的增益-帶寬積，但是也會(huì)引入更大的功耗。一旦晶體管的尺寸確定，就可以使用仿真軟件來優(yōu)化增益、反射系數(shù)、輸出功率和噪聲系數(shù)等各項(xiàng)參數(shù)。

圖2：采用集總參數(shù)元件的分布式放大器電路結(jié)構(gòu)圖(其中CGS和CDS分別表示柵電容和漏極電容)。

由于分布式放大器的應(yīng)用場(chǎng)合很多，對(duì)各項(xiàng)性能指標(biāo)的要求很靈活，寬帶增益是其中最重要的一項(xiàng)指標(biāo)。在Craig Moore這個(gè)設(shè)計(jì)例子中，采用了增強(qiáng)型PHEMT器件，因?yàn)樵鰪?qiáng)型器件只需要一組正電壓供電。為了能提供和198?年TriQuint半導(dǎo)體公司采用的0.5μm GaAs MESFET工藝的電路相同的性能，該設(shè)計(jì)采用了0.5μm GaAs PHEMT工藝，并且使用3級(jí)晶體管放大拓?fù)洹榱诉m應(yīng)電池供電的應(yīng)用，選用3.3V電壓。當(dāng)然為了滿足不同的客戶需求，工作電壓和電流可以方便的在較大范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。在1.5V和14mA的供電下，仿真結(jié)果顯示：僅損失了2dB增益，并且柵電壓在1.5V到5.0V，漏極電流在14~35mA之間變化時(shí)，性能的變化也很小。為達(dá)到最佳增益、匹配性能，采用安捷倫?司的計(jì)算機(jī)輔助工程軟件ADS進(jìn)行線性仿真，確定合適的電感值、PHEMT尺寸。

圖3：PHEMT分布式放大器的匹配、增益、噪聲系數(shù)和穩(wěn)定因子的仿真結(jié)果。

通過理想的仿真計(jì)算，該設(shè)計(jì)選用了6×30μm的增強(qiáng)型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的設(shè)計(jì)中在MESFET管的漏極增加了一些額外的匹配元件，以保證有效輸出電容和柵極輸入容抗相同。此時(shí)輸入和輸出的集總參數(shù)傳輸線將是對(duì)稱的，其相位延遲也相同。文章還比較了這種輸入輸出傳輸線對(duì)稱的匹配方案和另一種漏級(jí)電容獨(dú)立優(yōu)化的方案(漏極電感和柵極不對(duì)稱)。對(duì)于這個(gè)簡(jiǎn)單的3級(jí)PHEMT設(shè)計(jì)，柵極和漏極輸入線的相移差別很小，這里就采用較簡(jiǎn)單的非對(duì)稱方案。如果輸入輸出傳輸線的相位差較大，這種方案的就不能有效的合并各級(jí)的增益。下一步使用TriQuint公司提供的電感、電阻、電容以及互連線模型取代理想元件，進(jìn)行更真實(shí)的仿真。圖3顯示了期望的最終放大電路的增益、匹配度、穩(wěn)定因子和噪聲系數(shù)。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置設(shè)計(jì)，以限制其功耗在100mW以內(nèi)，并實(shí)現(xiàn)了輸出功率和三階互調(diào)截止點(diǎn)的折中。圖4是該電路的版圖，同時(shí)還包含了兩個(gè)有探針接入端的測(cè)試模型管：一個(gè)是設(shè)計(jì)中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT，另一個(gè)是普通的6×50μm耗盡型PHEMT。

圖4：3級(jí)分布式放大器的版圖(包括180μm柵寬的增強(qiáng)型測(cè)試建模管和一個(gè)300μm柵寬的耗盡型測(cè)試建模管)。

一個(gè)典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線的50歐負(fù)載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線方法。本設(shè)計(jì)采用了50歐姆輸入輸出線，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線的一端的50歐姆終結(jié)負(fù)載和一個(gè)較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過通孔接地，這樣既能保證射頻信號(hào)接地，又能實(shí)現(xiàn)隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結(jié)負(fù)載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結(jié)電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個(gè)重要的設(shè)計(jì)參數(shù)，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會(huì)減小滾降速度，但是同時(shí)會(huì)增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會(huì)增大版圖面積。

在提交產(chǎn)線流片之前，各設(shè)計(jì)還必須經(jīng)過嚴(yán)格的設(shè)計(jì)規(guī)則檢查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC設(shè)計(jì)課程開始，約翰·霍普金斯大學(xué)就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規(guī)則進(jìn)行設(shè)計(jì)規(guī)則檢查。另外還使用了“版圖轉(zhuǎn)電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進(jìn)一步比較從ADS中提取出來的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實(shí)際電氣連接。有時(shí)設(shè)計(jì)雖然能通過DRC檢查，但是仍然會(huì)有一些致命的錯(cuò)誤，只有LVS工具才能發(fā)現(xiàn)這些問題。新版本的ADS已經(jīng)具備內(nèi)置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯(cuò)誤，但是外部的LVS檢測(cè)仍然是很有必要的。

圖5：分布式放大器電路的直流等效電路，可以看出流經(jīng)電感L35的電流只引起很小的壓降。

圖6：實(shí)測(cè)的輸出功率和效率結(jié)果。

表1：PHEMT分布式放大器在3.3V電壓和25mA電流偏置下的各項(xiàng)指標(biāo)實(shí)測(cè)結(jié)果。

圖6和表1是整個(gè)電路的實(shí)際測(cè)試結(jié)果。可以看到在3.3V的24mA直流供電下，該電路達(dá)到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的輸出功率。噪聲系數(shù)的實(shí)測(cè)值和仿真值也很接近(圖7)，在5到6GHz頻段，噪聲系數(shù)僅為2dB，這在具備1~10GHz的10倍頻程(decade)帶寬的電路中算是很出色的表現(xiàn)了。54平方密爾(mil-square)的芯片上還放置了很多其它器件，包括一個(gè)設(shè)計(jì)中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管。在3V和3.3 V電壓下，8~9mA電流時(shí)，分別測(cè)試了這個(gè)模型管，并將其S參數(shù)用于電路進(jìn)行二次仿真。圖8為該P(yáng)HEMT模型管的版圖。圖9和圖10則是針對(duì)測(cè)試管的實(shí)測(cè)和仿真數(shù)據(jù)的比較。由于測(cè)試的參考面不同，測(cè)試模型管的寄生參數(shù)和實(shí)際電路中使用的晶體管有微小的區(qū)別，正是這些巨別導(dǎo)致了測(cè)試值和再仿真結(jié)果(使用ADS和Sonnet軟件)在高頻段有一些差別。對(duì)以單獨(dú)的6×30μm模型管而言，其實(shí)測(cè)值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

圖7：使用噪聲分析儀測(cè)試的增益和噪聲系數(shù)，和ADS仿真的結(jié)果對(duì)比。

 圖8：6×30μm柵寬的增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管的版圖。

圖9：實(shí)測(cè)的(藍(lán)色)增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管的前向傳輸參數(shù)S21和仿真結(jié)果(紅色)的對(duì)比。

MMIC建模非常復(fù)雜，例如，在仿真時(shí)是否可以忽略互連線的影響。忽略互連線可以極大的簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線的模型都是在其長(zhǎng)度超過幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實(shí)際MMIC設(shè)計(jì)中很少會(huì)發(fā)生這種情況。典型的微帶線模型一般都會(huì)高估其長(zhǎng)度(即電感)效應(yīng)。另外，還要考慮是否需要一個(gè)電磁仿真，以確保原始設(shè)計(jì)中忽略的寄生參數(shù)不會(huì)有太大的影響。除非設(shè)計(jì)者確實(shí)想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會(huì)有問題。

盡管單獨(dú)的6*30μm PHEMT模型管的實(shí)測(cè)值和仿真結(jié)果很吻合，但是把晶體管的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)帶入電路進(jìn)行二次仿真，確實(shí)得出了更接近實(shí)測(cè)值的高端滾降特性。設(shè)計(jì)者再次使用了Sonnet公司的電磁仿真軟件，以5平方微米的分辨率以及100μm的襯底厚度對(duì)整個(gè)設(shè)計(jì)進(jìn)行電磁仿真。對(duì)于Sonnet軟件，這個(gè)電路面積相對(duì)較大，以至于必須分割成兩個(gè)子塊來分析。使用Sonnet電磁仿真結(jié)果加上實(shí)測(cè)的晶體管參數(shù)，得出的整個(gè)電路的各項(xiàng)指標(biāo)和實(shí)際測(cè)試值吻合。Sonnet軟件的仿真結(jié)果和ADS的二次仿真結(jié)果也很吻合(圖12、13、14)，注意：增益和匹配在高頻段(10GHz左右)形狀相似，但是仍然略有差別。盡管這些差別很小，但是仍然有必要尋找這些差異的解釋。約翰·霍普金斯大學(xué)MMIC學(xué)科的學(xué)生反而能從這些差別中學(xué)到更多東西。尋找這些差別的來源，更有利于增長(zhǎng)他們的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)。使用TriQuint公司的產(chǎn)線為其流片，并讓學(xué)生參與成品的測(cè)試，使該項(xiàng)課程更具實(shí)際意義，因而得到了大家的一致好評(píng)。約翰·霍普金斯大學(xué)也對(duì)TriQuint、Agilent(原EEsof)和Applied Wave Research等公司的有力支持表示衷心的感謝。

圖10：實(shí)測(cè)的(藍(lán)色)6×30μm柵寬增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管的S21和S22和仿真結(jié)果(紅色)的對(duì)比。

圖11：采用Sonnet軟件競(jìng)相電磁仿真時(shí)采用的版圖，電路被分成兩塊，分析每塊采用的分辨率為2.5μm。

圖12：實(shí)測(cè)的晶體管數(shù)據(jù)和ADS軟件方針結(jié)果(淡藍(lán)色)、Sonnet仿真結(jié)果(紅色)的對(duì)比。

采用PHEMT器件的分布式MMIC放大器在1~10GHz的頻率范圍內(nèi)顯示出平坦的寬帶增益，并且其噪聲系數(shù)比以前的MESFET方案更小。如設(shè)計(jì)所預(yù)期，0.5μm柵長(zhǎng)的PHEMT器件在3~3.3V，28~32mA的供電條件下，取得了理想的增益和噪聲性能，功耗僅為100mW，且偏置范圍有一定的調(diào)節(jié)空間(可以在20到175mW之間調(diào)節(jié))。使用模型管參數(shù)帶入ADS和Sonnet軟件再仿真的結(jié)果也和實(shí)測(cè)結(jié)果吻合。實(shí)測(cè)的輸出功率、DC偏置和噪聲系數(shù)等指標(biāo)也和仿真結(jié)果吻合。分布式放大器中，在輸入輸出饋線端使用集總元件或分布式傳輸線，以吸收晶體管的電容的方法，可以廣泛的應(yīng)用于其他的MMIC工藝和設(shè)計(jì)之中。

圖13：輸入反射系數(shù)S11的實(shí)測(cè)值，ADS仿真值(紅色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對(duì)比。

圖14：輸出反射系數(shù)S22的實(shí)測(cè)值(紅色)，ADS仿真值(藍(lán)色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對(duì)比。

作者：John E. Penn Johns Hopkins University/Applied Physics Laboratory