本應(yīng)用筆記比較了集成RF混頻器與無源混頻器方案的整體性能，論述了兩種方案的主要特征，并指出集成方案相對于無源方案的主要優(yōu)點(diǎn)。

過去，RF研發(fā)人員在高性能接收器設(shè)計中使用無源下變頻混頻器取得了較好的整體線性指標(biāo)和雜散指標(biāo)。但在這些設(shè)計中使用分立的無源混頻器也存在一些缺點(diǎn)。

為了達(dá)到接收器整體噪聲系數(shù)的指標(biāo)要求，需要在射頻(RF)增益級或中頻(IF)增益級補(bǔ)償無源混頻器的插入損耗。與集成混頻器相比，使用無源混頻器時，用戶不僅要考慮其輸入三階截點(diǎn)(IIP3)，還要考慮輸出三階截點(diǎn)(OIP3)。無源混頻器的二階線性指標(biāo)一般都比集成平衡混頻器的差，而該指標(biāo)在考慮接收器的半中頻雜散性能時非常重要。由于混頻器的線性度與本振驅(qū)動電平直接相關(guān)，所以必須產(chǎn)生相當(dāng)大的本振注入，然后通過PCB布線饋入無源混頻器的本振端口。此外，還需要外部RF放大級對這些信號進(jìn)行放大，使整個設(shè)計對本振輻射和干擾非常敏感。由于無源混頻器是一個全分立方案，成本更高、PCB尺寸更大，由于分立元件之間的偏差也會導(dǎo)致性能上的差異。

集成(或有源)混頻器設(shè)計可以獲得與無源混頻器相媲美的性能，因而備受歡迎。集成混頻器包含一個真正的平衡混頻器(Gilbert單元)或帶有中頻放大的無源混頻器，借助增益補(bǔ)償了損耗。由于集成混頻器具有增益級，不再像無源混頻器那樣需要外部中頻放大器補(bǔ)償損耗。對于噪聲系數(shù)指標(biāo)非常好的集成混頻器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，在混頻電路前端需要較小的RF增益，從而改善了接收器的整體線性指標(biāo)。值得強(qiáng)調(diào)的是，如果通過在混頻器前端提高增益來改善串聯(lián)噪聲系數(shù)，也必須提高混頻器的線性度，以保持接收器的整體線性指標(biāo)。Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982混頻器還包括有本振(LO)驅(qū)動電路。

Maxim的MAX9993高線性度下變頻混頻器具有圖1所示功能。

MAX9993在PCS和UMTS頻帶的指標(biāo)如下：
變頻增益=8.5dB
噪聲系數(shù)=9.5dB
三階輸入截點(diǎn)(IIP3)=+23.5dBm
三階輸出截點(diǎn)(OIP3)=+32dBm
二階輸入截點(diǎn)(IIP2)=+60dBm
二階輸出截點(diǎn)(OIP2)=+68.5dBm
低本振驅(qū)動電平：0到+6dBm
兩路開關(guān)(SPDT)為GSM應(yīng)用選擇LO輸入(本振開關(guān)在無切換應(yīng)用重，如cdma2000，選擇固定本振信號)

圖2所示是一個無源混頻器、中頻放大器和LO放大器組成的分立方案。圖中使用了單端元件，其二階線性度與Maxim的集成混頻器相比較差。從集成RF混頻器的數(shù)據(jù)資料看，為了與Maxim的集成混頻器進(jìn)行比較，RF電路設(shè)計人員必須在無源設(shè)計中考慮各個分立元件的等效串聯(lián)特性。例如，設(shè)計人員不僅要注意無源混頻器的三階輸入截點(diǎn)，而且要考慮它的三階輸出截點(diǎn)和包括中頻放大級在內(nèi)的整體系統(tǒng)響應(yīng)。此外，設(shè)計者還必須計算無源混頻器方案的等效增益和噪聲系數(shù)，并將結(jié)果與集成混頻器參數(shù)進(jìn)行比較。

對每級電路都使用了以下符號：
G=變頻功率增益
NF=噪聲系數(shù)
IIP3=輸入三階截點(diǎn)
OIP3=輸出三階截點(diǎn)實(shí)例

參照圖2，計算中頻放大器參數(shù)，得到與MAX9993增益、噪聲系數(shù)和三階截點(diǎn)性能相當(dāng)?shù)恼w串聯(lián)響應(yīng)。假定Mini-CircuitsHJK-19MH無源混頻器用于PCS和UMTS頻帶，給定參數(shù)為：
G₁=-7.5dB
NF₁=7.5dB(假設(shè))
IIP3₁=+29dBm
OIP3₁=IIP3₁+G₁=+21.5dBm

將MAX9993的典型指標(biāo)作為PCS和UMTS頻帶的典型參數(shù)：
Gsys=系統(tǒng)總增益=+8.5dB
NFsys=系統(tǒng)噪聲系數(shù)=9.5dB
IIP3sys=系統(tǒng)輸入三階截點(diǎn)=+23.5dBm
OIP3sys=系統(tǒng)輸出三階截點(diǎn)=+32dBm

所需中頻放大器增益

由下式確定中頻放大器的增益：
Gsys=8.5dB=G₁+G₂,由此解得G₂,
G₂=Gsys-G₁=8.5dB-(-7.5dB)=16dB

所需中頻放大器噪聲系數(shù)

為了得到9.5dB的串聯(lián)噪聲系數(shù)，假定無源混頻器的噪聲系數(shù)等于7.5dB，使用通用的串聯(lián)噪聲系數(shù)方程可求得所要求的中頻放大器噪聲系數(shù)，其中，噪聲系數(shù)(以dB為單位)等于10×log(噪聲系數(shù))。

NFsys=9.5dB=10×log(系統(tǒng)噪聲系數(shù))
=10×log(Fsys)
=10×log(F₁+(F₂-1)/G₁)

用下式求解NF₂：

NF₂=10×log((Fsys-F₁)×G₁+1)
=10×log((10^(9.5/10)-10^(7.5/10))×(10^(-7.5/10))+1)
=10×log((8.91-5.62)×0.18+1)
=10×log(1.59)
=2dB

所需中頻放大器三階截點(diǎn)

使用串聯(lián)輸入截點(diǎn)方程確定中頻放大器的輸入三階截。

IIP3sys(dBm)=+23.5dBm
=10×log(IIP3值)
=10×log(1/(1/10^(IIP3₁/10)+10^(G₁/10)/10^(IIP3₂/10)))

求解以確定中頻放大電路所要求的三階截點(diǎn)：

IIP3₂(dBm)=10×log(10^(G₁/10)×(1/(1/10^(IIP3sys/10)-1/10^(IIP3₁/10))))
=10×log(10^(-7.5/10)×(1/(1/10^(23.5/10)-1/10^(29/10))))
=17.5dBm

由可得到放大器的輸出三階截點(diǎn)如下：

OIP3₂(dBm)=OIP3₂+G₂
=+17.5dBm+16dB
=+33.5dBm

串聯(lián)結(jié)果

圖3總結(jié)了等效的串聯(lián)參數(shù)：

由計算所得的中頻放大器參數(shù)可知，要找到一個具有16dB增益和2dB噪聲系數(shù)的中頻放大器非常困難，而且使用該分立方案不能達(dá)到MAX9993所具備的二階線性指標(biāo)。另外，還至少需要一個或兩個外部本振放大器，以產(chǎn)生Mini-CircuitsHJK-19MH混頻器所要求的+13dBm本振驅(qū)動電平。

結(jié)論

設(shè)計接收機(jī)時，設(shè)計人員在選擇集成混頻器方案時會顧及到計算分立方案的等效串聯(lián)指標(biāo)，而后將其與Maxim的集成混頻器比較。本文明確給出了集成混頻器方案與分立混頻器方案相比所具備的優(yōu)點(diǎn)。比較兩種方案時，必須考慮的重要參數(shù)包括：變頻增益、噪聲系數(shù)和線性度(主要是二階和三階)。本應(yīng)用筆記也給出了計算串聯(lián)參數(shù)的正確方法。

參考文獻(xiàn)
1.RadioConceptsAnalogbyRalphS.Carson,publishedbyWiley,1990.
2.RFDesignGuideSystems,Circuits,andEquationsbyPeterVizmuller,publishedbyArtechHouse,1995.
3.MAX9993數(shù)據(jù)資料