1 引言

毫米波混頻器是毫米波通信、測量、雷達、電子對抗等系統中不可缺少的關鍵部件。當系統使用頻率進入毫米波頻段后，對應的基波混頻器的本振源制作難度較大，成本較高。從降低成本、利用現有成熟技術的角度考慮，采用諧波混頻可以降低本振的工作頻率，而且可得到相當于基波平衡混頻器的噪聲性能，在毫米波頻段被廣泛應用。

2 諧波混頻器原理

諧波混頻主要是利用二極管的非線性得到本振的n(2，4，6……)次諧波和射頻混頻，再由匹配電路，濾波電路選出所需中頻。通常采用反向并聯二極管對，使輸出電路中，射頻只與本振的偶次諧波混頻，諧波成分比單管混頻減少一半，而幅度卻比單管大一倍。奇次本振只在管對內部，輸出電路中沒有本振的奇次諧波，這樣既簡化了電路，減少了噪聲，同時大大降低了變頻損耗。整體原理框圖如下：

圖1 諧波混頻原理框圖

3 緊湊微波諧振單元(CMRC)濾波器

低通濾波器是現代通信系統中的關鍵部分，傳統微帶低通濾波器采用高低阻抗線或開路線結構，受傳輸線最高阻抗的限制，它們阻帶窄，寄生通帶影響大。針對這些缺點，現代微帶低通濾波器著重研究光子帶隙(PBG)或缺陷地(DGS)兩種結構，通過這些結構具有的等效電容和等效電感，實現了非常高的阻抗，從而大大提高了濾波器的性能，同時還具有寬帶阻和慢波特性。

根據傳輸線理論，無耗線的波速

，L、C是單位長度的分布串聯電感、分布并聯電容。通過增大L、C就能減小波速v，得到慢波特性。

對于慢波結構，頻率f變化時，由于波速v較小，波長λ相對變化小，對結構的影響小。另一方面，對于同一頻率，慢波結構的波長λ小，則相應的結構尺寸也小。CMRC低通濾波器的幾何結構如圖2：

圖2 CMRC低通濾波器

它包括兩端50歐匹配線，中間一根長水平傳輸線，八根水平耦合線和四根垂直補償線，這些細線大大增強了電感，而平行線之間的縫隙又增大了傳輸線的電容。電容電感的增加使得這個結構具有慢波特性，而且這些各種不同的電容電感產生了多個傳輸零點，使得電路具有寬阻帶的效果。等效電路如圖3。

圖3 CMRC濾波器等效電路

這里電感L1、L2、L3代表橫向細微帶，L4、L5代表縱向細微帶。電容C1、C2表示微帶線之間的耦合電容，C3、C4、C5表示微帶與地之間的電容。

4 電路設計及仿真

本設計采用RT/duroid 5880 高頻基片，基片厚0.254mm，介電常數2.2。它采用增強型聚四氟乙烯材料，具有低損耗、低吸濕、同向性、頻率一致性以及良好的抗腐蝕性，廣泛應用于毫米波電路設計。二極管選用DMK2308是砷化鎵肖特基反向并聯二極管管對，它主要應用于20～100GHz，具有低結電容和低串聯電阻。

射頻中心頻率freq_RF=37.5GHz，射頻功率P_RF=-10dBm;本振中心頻率freq_LO=9.6GHz，本振功率P_LO=10dBm。

4.1 波導-微帶過渡設計

目前常用的波導-微帶過渡結構有：階梯脊波導過渡、鰭線過渡、耦合探針過渡等。它們帶寬都較寬(10%～20%帶寬內回波損耗在15dB以下)，插入損耗小。階梯脊波導過渡加工復雜;耦合探針過渡波導出口方向與電路平行，不滿足很多系統的結構要求;鰭線過渡可視為準平面結構，直接印刷在基片上，簡單方便。本文就是采用雙面鮨線過渡結構，如圖4：

圖4 波導～微帶鮨線過渡

漸變方式采用余弦平方結構：

這里W(z)是漸變線寬，b是波導窄邊寬度(3.556mm)，w是50歐微帶線寬度(0.76mm)，L是漸變段總長(13mm)。圖中右下方的120度金屬弧塊是為了降低諧振頻率，確保其落在有用通帶之外。上下兩邊的通孔條帶是為了阻斷縱向電流，減小通帶損耗。三維電磁場仿真軟件HFSS仿真結果如圖5：

圓弧塊使鰭線過渡的諧振點落在30GHz以下，確保其偏離有用頻段34GHz～40GHz。在30GHz～40GHz帶寬內，鰭線過渡段插入損耗小于0.15dB，回波損耗在20dB左右，使射頻信號由波導幾乎無損耗的過渡到微帶部分。

圖5 波導-微帶過渡

4.2 中頻低通濾波器設計

對于中頻輸出端，應該通中頻IF(=4*LO-RF=900MHz)。主要阻止本振(9.6GHz)、射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。

為了更好的實現上面的要求，這里選用了兩個CMRC級聯的形式，如圖6

圖6 兩級CMRC中頻端濾波器

第一級中間窄帶長度選7.6mm，它在9.6GHz處有20dB的抑制。第二級中間窄帶長度選2.6mm，它對15GHz～100GHz的頻率都有比較好的抑制。級聯后HFSS仿真結果如圖7

圖7 中頻端濾波器仿真結果

級聯后過渡帶更加陡峭，對要求阻斷的頻點有了更好的抑制。與傳統高低阻抗濾波器相比，尺寸減小了15mm，對28.8GHz、37.5GHz更多抑制了20dB左右。而且高低阻抗線設計的濾波器在0～50GHz范圍內約有3、4個寄生通帶，影響了整個系統的帶寬，而本設計完全消除了這些寄生通帶。

4.3 本振濾波器設計

在本振輸入端，應該通本振(9.6GHz)，阻射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。

同中頻低通濾波器設計類似，也采用兩個CMRC級聯形式，其中一級長度也選2.6mm，二級長度選1.6mm，級聯后HFSS仿真結果如下：

圖8 本振端濾波器仿真結果

它對20GHz以后的頻率都有了20dB以上的抑制，很好滿足了設計的要求。

5 整體電路設計

最后，經過優化設計的整體電路如圖9。電路左側為射頻輸入，右側為本振輸入，中頻由上端輸出。

圖9 整體電路加工圖

結合HFSS和ADS，仿真得變頻損耗隨射頻輸入頻率變化結果如圖10：

圖10 Ka波段四次諧波混頻器變頻損耗

由圖可見，15dB以下變頻損耗帶寬約有4.5GHz，最低變頻損耗為7.2dB。

6 總結

本文介紹了諧波混頻器的基本原理，分析了CMRC結構的慢波、寬帶阻特性，據此設計出一種性能良好的Ka波段寬頻帶四次諧波混頻器。變頻損耗在15dB以內的帶寬有4.5GHz。在射頻頻率37.5GHz，本振功率10dBm，中頻頻率900MHz時，變頻損耗為7.2dB。實驗研究工作正在進行中。