簡介

模擬衰減器在射頻以及微波網絡方面得到了很廣泛的應用。無論是采用砷化鎵微波集成電路（GaAs MMICs）還是采用PIN管的網絡，它們都是通過電壓來控制射頻信號的功率的。在商業應用中，比如蜂窩電話網，個人通信網絡，無線局域網以及便攜式無線電等，衰減器的造價是設計中的一個重要因素。本文描述了一種利用塑膠封裝的表面貼片設計的低造價、寬頻帶的PIN管Pi型衰減器。

背景

圖1描繪了基本的Pi型衰減器以及它的設計方程。調整分流電阻R1和串聯電阻R3以滿足衰減值A=20 log(K)，同時提供與系統特性阻抗匹配的輸入輸出阻抗。當PIN管工作在高于其截止頻率fc（見附錄A）時，它可以用作為流控可變電阻。故可用三個PIN管代替Pi型電路中的固定電阻來構造一個可變衰減器。

作為一個例子，圖2給出了一個由三個PIN管構成的衰減器，這個電路在10MHZ到500MHZ的頻率范圍內有良好的性能。然而，在Pi型電路中用三個PIN管作為三個可變電阻導致了網絡的不對稱，這就使偏置電路相當復雜。

4個PIN管組成的Pi型衰減器

如圖3，如果用兩個PIN管來代替電阻R3，會有很多好處。首先，由于網絡的最大隔離度是由串聯的PIN管決定的，用兩個PIN管取代一個管子將提高衰減的最大值，或是在一定的衰減量下使頻率上限增加一倍。第二，代替串聯電阻的兩個PIN管180度反相工作，使得偶數階的非線性產物得以抵消。第三，構成的衰減器網絡是對稱的，而且偏置電路非常簡單。V+是一固定電壓，Vc是控制網絡衰減量的可變電壓。采用兩個串聯PIN管代替一個管子的唯一負面影響就是導致插損的輕微增加，合計小于0.5dB。R1和R2分別作為串聯PIN管D2和D3的偏流電阻，它們必須做得足夠高以減小插損；然而，如果它們作得太高，就需要非常高的控制電壓Vc。如果設計者不需要很大的帶寬的話，可以通過在R1和R2及RF線之間加裝一些扼流圈來改善插損特性，這些電感可以降低網絡射頻部份的電阻。R3和R4的選擇視具體的PIN管而定；選擇合適的話，它們將在串聯與并聯的PIN管之間提供恰當的電流分配，以保持在整個衰減動態范圍內的良好的阻抗匹配特性。雖然我們可以通過分析計算來確定R1和R4的阻值，但由經驗來確定它們顯然更快更簡單。

惠普的HSMP-3810系列表面裝置PIN二極管有良好的線性，較低的截止頻率和較低的價格。為了節省成本和板子空間，我們選擇了兩個共陰極的HSMP-3814來代替四個單獨的HSMP-3810 PIN管。在選擇了管子，V+=5V及0≤Vc≤15V后，R1和R4可以由經驗值確定。測試電路中所有組件的指標都在圖3中給出。

如圖5示，衰減器裝在一個2平方英尺的0.032’’厚的HT-2 PC板上。這種材料相對傳統的FR4有較高的性能，在附錄B中對它有詳細的介紹。使用貼片電阻和電容，如圖5所示，完整的衰減器占用了0,5平方英尺的空間。

測試結果

圖6給出了不同控制電壓值下測量的衰減量與頻率的關系曲線。在300KHZ到3GHZ范圍內獲得了良好的性能。圖7給出了在Vc取最大值和最小值時回波損耗與頻率的關系曲線。Vc取其它值時，回波損耗將更高，Vc=0時的數據是最壞情況下的結果。圖8給出了在一系列頻率下衰減量與控制電壓之間的關系曲線。最后，圖9給出了衰減器的交調失真曲線。數據以三階截取點給出，關于截取點的詳細解釋，請參考附錄C。

結論

從測試數據中，我們可以看出，4個PIN管的Pi型衰減器提供了很好的匹配特性，和在極寬的頻帶下的很平坦的衰減度。此外由于使用表面貼片設計，它還有低成本的優點。

附錄A-PIN管的截止頻率

PIN管通常當作流控RF電阻使用。然而，這個模型僅在管子工作在其截止頻率fc以上才準確，fc=1/2πτ，其中τ是管子中少數載流子的生存周期。工作在十倍于fc的頻率上，PIN管可以準確的設計為一個流控電阻，相當于一個小的結電容（忽略管殼的寄生電容參量）。在0.1fc以下的頻率工作時，PIN管的特性就相當于一個PN結二極管。當工作在0.1fc到10fc之間時,它的特性變得非常復雜;通常它表現為一個隨頻率變化的電阻,隨電流變化的電感或電容。另外,在這個頻率范圍內工作時,管子的非線性特性較差。HSMP-3810系列的管子τ=1500nsec，故截止頻率為100KHZ。這個管子應在1MHZ以上頻率工作時表現為一個隨頻率變化的純電阻。然而，由于管子被優化用于寬帶的衰減器，所以它在fc以下工作時的特性仍然很好，圖6給出了工作在300KHZ時的測量數據。
附錄B-板子材料

許多印刷板通常采用這兩類材料：FR4和PTFE（聚四氟氯乙烯）。前者的機械強度和穩定性較好，而且價格較低。但是，它引入的損耗很高，而且介電常數難以控制，有很強的頻率依賴性。后者的射頻特性很好，但是價格昂貴，機械強度差，不能勝任表面貼片技術（SMT）。惠普公司的新式HT-2板材較FR4穩定，并提供了更高的溫度特性，而且它的介電常數可控，插入損耗是FR4的一半。這些特性使得微帶電路能夠更理想地工作在6GHZ以上。
附錄C-（三階）截取點

在眾多的非線性產品中，互調干擾是一個棘手的問題。與諧波干擾不同的是，互調干擾是當兩個或以上的等幅信號同時加在一個非線性器件上時（如PIN管）產生的多頻點產物。它們的頻率取決于輸入信號的幅度。在某些工業場合，輸入的信號可能在10個以上，這時進行測試和分析都很復雜。為了簡化這一問題，許多半導體廠商采用二頻法測量，即用兩個等幅且頻率間隔較小的信號加在非線性器件上。已知這兩個信號的頻率f1和f2，我們可以通過下公式來算出一系列重要的互調產物
Kf1±Kf2
其中K,M=1,2,3,……
交調產物由下式給出：
N=K+M
在公式描述的無數的互調產物中，三階交調產物尤為重要，因為它存在于兩原始信號f1和f2的頻帶內，而且不能被濾波器濾除。

圖10給出了所有交調產物的隨輸入信號功率變化的曲線，可以看出當信號功率

增長1dBm時，二階產物將增長2dBm，三階產物將增長3dBm。既然交調產物的電平依賴輸入信號的電平而變化，我們就可以用一個虛構的常數——截取點，來表征交調產物的大小。這一點就是基波信號曲線的延長線同交調產物曲線延長線的交點。在進行非線性失真測量中，輸入信號功率和非線性產物輸出功率是最容易測出的。而且輸入功率截取點隨衰減量變化很小，所以輸入功率截取點是一個最常用的指標。通過它我們可以簡單地用一個數字來表示一個給定類型的非線性器件的特性。輸入功率截取點的公式如下：
IPin=[N(Pin-a)-Pdist]/(N-1)+a，單位dBm
其中N=非線性產物的階數，所有的功率以dBm計算。