1、引言

雷達功率源是現代固態雷達發射機中的重要組成部分。雷達功率源是用來產生微波頻率和大功率信號的一種裝置，一般由調制器、振蕩源和功率放大單元組成。由于現代雷達系統對雷達功率源的輸出功率要求很高，脈沖功率可以高達數千瓦到數十千瓦，在微波頻段，靠單個功率源和單路功率放大是很難獲得如此高的功率的，這就需要要采用微波功率合成技術。功率合成技術就是一種由較小功率組合成更大輸出功率的方法。采用功率合成技術的雷達功率源結構圖如下所示。

在理想情況下，總輸出功率等于各末級放大器輸出功率之和。但實際上，由于功率合成器存在損耗，各路的幅度和相位不可能完全一致，輸出總功率比理想情況要小。

為了獲得較高的合成效率，功率分配器和合成器的各路幅度和相位一致性必須很好，且要求損耗小，及各端口應當具有足夠的隔離作用，使得各路放大器互不影響。

2、電路設計

多路功率分配器和合成器的設計原理相同。要設計的是16路平面功率分配/合成器，所以沒有采用一路到多路的直接變換，盡管那樣損耗小，可是無法實現平面結構。為了實現平面結構的多路功率分配器和合成器，一般采用的是多級分支結構，如圖2所示。分配/合成單元采用的是Wilkinson兩路分配/合成器。因此，分配器電路結構為四級分配結構，而為了減少損耗，合成器采用三級合成結構，其合成末級采用了四路合成的合成方式，而非兩路合成。

對于以上功率分配/合成陣中的分配/合成單元，要求具有以下兩個基本特性：1）可以實現輸入端口到輸出端口的匹配；2）支路端口之間互相隔離。我們使用的Wilkinson兩路功率分配/合成單元其結構如圖3所示，其工作原理，文獻【1】已經做了詳細分析，下面以兩路路功率分配器為例簡要說明。

在以上電路中，由于對稱性，可見輸入功率將平均分配于兩個個輸出端，得到同相同模的輸出。反過來，同相同模的兩路路輸入亦可被合并成兩倍的功率輸出。當功率從合成端輸入時隔離電阻上無功率損耗，因為兩個傳輸支路是同電位的，故無電流通過隔離電阻。但當某一輸出端失配，致使有反射波折回，則此反射功率將分拆開：一部分經過隔離電阻到達另一輸出端；另一部分沿分支傳輸線走到輸入端，然后又反射回來，沿另一分支傳輸線到達另一輸出端。如果隔離電阻尺寸很小而可視為集總元件時，則它的電長度可近似地認為是零。由于各鋸齒的長度為λ/4，電長度在中心頻率時為π/2，因而往返二次地電長度是π。因此到達另一輸出端的兩部分信號是反相的。可以證明，只要適當選擇隔離電阻和支線的特征阻抗值，就可以使這兩部分信號幅度相等，因而彼此相消。這就是利用隔離電阻R達到各分支端口之間的隔離的原理。如果隔離電阻R的值選擇合適，則這兩部分信號可以完全隔離的作用。通過計算，可以得到輸入端的匹配條件與輸出端的匹配及完全隔離的條件同時成立，此時輸入與輸出負載相等，都等于傳輸線特性阻抗Z₀，而隔離電阻和支線的特征阻抗值為

因為對合成器而言，承受的功率比分配器要高的多，特別是我們設計的大功率雷達信號源，其合成器輸入端的脈沖功率就為720W，則在輸出端就高達上十kW，因此降低損耗的要求就比分配器更為迫切。因此，我們通過在末級采用四合一的分叉合成單元，使合成級數降為三級，以減少損耗。對于分叉合成器的設計原理，文獻【2】作了詳細分析，當其輸入輸出負載均為Z₀時，其支線阻抗Z₀₁為

由于在這種平面四路分叉合成單元之間加隔離電阻有一定難度，而我們設計的大功率合成器是非隔離型的，對隔離要求遠遠小于對損耗的要求，所以在合成器末級的四路分叉合成單元是不加隔離電阻的。

由于各級的輸入輸出阻抗都等于傳輸線的特性阻抗，所以在將各級連接起來的時候，無需阻抗變換，只需通過傳輸線直接連接起來就可以。

由于功率分配器承受的功率低，傳輸媒質可采用微帶線形式實現，合成器承受的功率高，可采用帶狀線形式實現。而它們一般傳輸線的特性阻抗Z₀都是50Ω。

將傳輸線的特性阻抗代入上面的設計公式中可得，Wilkinson兩路分配/合成單元的支線阻抗Z₀₁和隔離電阻R分別為Z₀₁＝70.7Ω ,R=100Ω，而四路分叉合成單元的支線阻抗Z₀₁為Z₀₁＝100Ω。

決定了各電路的電參數和傳輸線之后，就選擇合適的介質通過傳輸線的計算公式來求出電路的具體尺寸。微帶線的基片介質選用的是聚四氟乙烯，介電常數2.55，基片厚度0.8mm，導帶厚度0.035mm，而帶狀線采用空氣作為介質，前兩級導帶厚度為2mm，空氣介質厚度20mm，末級導帶厚度4mm，空氣介質厚度40mm。已知阻抗和介質求尺寸的傳輸線的計算公式在文獻【5】中有詳細的介紹，不過一般公式都比較復雜，因此我們使用的是一些商用軟件來計算的。有HP的Appcad和AWR公司的TXLine。只要將我們已知的條件輸入到軟件中，就可以得出要求的參數。這里我們要求的是導帶的寬度。對于分配器的微帶線求出的結果為50Ω阻抗線線寬為2.2mm，70.7Ω阻抗線線寬為1.22mm；對于合成器前兩級50Ω阻抗線線寬為26mm，70.7Ω阻抗線線寬為15.2mm；合成器末級50Ω阻抗線線寬為52mm，100Ω阻抗線線寬為15mm。另外，整個雷達功率源的工作頻帶為860～1000MHz，因此中心頻率為930MHz，通過傳輸線的計算公式，可以此時微帶線分配器中的λ/4長度為55.4mm，而帶狀線合成器中的λ/4長度為80.6mm。

求出電路的具體尺寸之后，就可以繪制工藝圖了。因為分配器采用微帶線形式，所以可以直接用PROTEL繪制印刷電路板。而合成器是帶狀線形式的，實際上是機械結構，我們采用的是一個金屬盒結構，導帶固定在盒中，上下蓋板作為帶狀線結構的上下接地板，蓋板之間的距離即為介質的厚度，另外，由于前兩級和末級的介質厚度不一樣，實現的辦法是改變對應處上下蓋板的厚度，介質厚處蓋板薄，介質薄處蓋板厚，其中盒子的材料為鋁，導帶的材料為銅。因此我們要先畫好工程機械圖，再送去機械加工。下面是分配器和合成器的平面結構圖。在繪制實際工程圖時，要考慮到以下幾點：一. 為了保證分配器和合成器的各路幅度和相位一致性，則必須使輸入端口到輸出端口的路徑長度保持相同；二. 各傳輸線之間保持一定間距，避免耦合，該距離一般大于介質基片厚度的3倍，就可認為耦合已經相當弱了；三.由于合成器采用的是空氣介質，煙此要把導帶固定在盒子中部，我們采用四氟乙烯為材料的支撐塊把導帶支撐起來，然在支撐處相當于介質材料改變了，導帶的寬度也要相應的改變。

功率分配器的平面結構

功率合成器的平面結構

3、電路性能仿真

以上的工藝圖雖然都是從經典的電路，嚴謹的公式中推導求出的，有完備的理論支持，但是對于微波電路來說，理論和實踐往往有一定差距的。因此初始設計出來的電路，一般都需要調整，如果一開始就把整個電路全部做好，再去做實驗，肯定比較麻煩。我們可以采取下面兩個方法同時進行：一. 先對整個電路用軟件仿真，觀察仿真得到的性能參數，利用軟件的參數掃描和優化功能，優化電路參數；二. 即使采用了軟件仿真，可以使設計結果最大程度上的逼近實際結果，但也不是完全可靠的，由于分配器和合成器都是采用的主要由三端口分配/合成單元構成的分配/合成陣列，該單元的性能將決定整個陣列的性能。因此我們可以先只做出分配器和合成器的一部分，即只做出一個單元來進行調試。這樣顯然更加簡單保險一些。

我們采用的仿真軟件是Applied Wave Research公司的Microwave Office。Microwave office 是一個運行在Windows環境下的集設計、仿真、優化于一體的可視化微波電路設計和仿真軟件。在進行仿真前首先要將我們先前確定的電路輸入到該軟件中，Microwave office提供了一種圖形化的輸入方法，方便直觀，然后設定需要仿真的性能參數，就可以用該軟件進行仿真。軟件很快可以給出電路的性能參數，對于不滿意的地方，可以設定優化值及相應可調整的電路參數值，利用軟件的參數掃描和優化功能，改善性能，以得到滿足設計指標要求的電路參數。

下面就是仿真及優化之后，Microwave office給出的分配器和合成器的典型性能曲線如下。

分配器輸入輸出反射系數、隔離度及各路輸出幅度典型曲線

合成器輸入輸出反射系數、隔離度及各路輸出幅度典型曲線

 
4、結束語
本文描述的功率分配器和合成器在固態發射機上使用后證明，它的合成效率比較高，可以滿足要求，可靠性好，結構簡單，方便于發射機的維修，可以在不停機的狀態下對發射機中有故障的放大器進行維修。

參考文獻
【1】.E. J. Wilkinson，“An N-way hybrid power divider”, IRE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-8, p116-118, Jan.1960.
【2】. ADELA.   M.  SALEH,  “Planar Electrically Symmetric n-Way Hybrid Power Dividers /Combiner”, IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-28,p555-563,June.1980.
【3】.白義廣，“徑向功率分配/合成器的設計”，微波學報，15卷，2期，p189-192，1999年6月。
【4】.Tri T .哈著，廖承恩譯. 固體微波放大器設計. 國防工業出版社，1988年。
【5】.林為干. 微波網絡. 國防工業出版社，1978年。
【6】.袁孝康，王仕瑤，朱俊達. 微帶功率晶體管放大器. 人民郵電出版社，1982。

作者：華中科技大學電信系  (武漢  430074)   陳柯  張祖蔭