一般的相位反饋系統中使用鎖相環通過分頻器的比例關系，可以輸出一個頻率是輸入參考信號N倍的時鐘。由于傳統結構的分頻比只能是整數限制，使得頻率分辨率直接取決于輸入信號頻率。△-∑分數鎖相環通過采用數字調制，實現了分數分頻比，從而可以提供更高精度的頻率分辨率，這為時鐘信號的產生和頻率規劃帶來更大的靈活性。然而，△-∑調制器的使用也引入了量化噪聲，在低過采樣率的環路中限制了帶外相位噪聲性能，需要加以解決。現有的量化噪聲抑制技術仍然需要較大的硬件代價，并設法減小失配等非理想因素才能得到比較好的性能。由此可見，數字FIR噪聲濾除技術具有結構簡單，可靠性高的優點，但存在噪聲增益問題。目前針對這一問題還投有很好的解決辦法，本文結合模擬和數字實現各自的優點，設計出一種混合型FIR噪聲濾波技術，該技術能有效地解決上述問題。
1 電路設計原理
混合型FIR噪聲濾除電路的結構設計如圖1所示。在△-∑鎖相環或△-∑延時鎖定環中，鑒相器輸入端的2個信號之間存在受調制器控制的瞬時相位誤差，電荷泵將這個數字控制的相位誤差轉換為模擬域電荷。為了實現對量化噪聲的FIR濾波功能，結構中采用了多個鑒相器并聯的形式。△-∑調制器的輸出并不像傳統結構中直接去控制分頻器或相位選擇器實現量化操作，而是經過一個寄存器鏈實現一個或數個時鐘周期的延時，并從中選出若干抽頭分別去控制對應的分頻器或相位選擇器，量化所產生的瞬時相位誤差經過各支路鑒相器后在一個多輸入電荷泵中合成為模擬域誤差電荷。
該結構對應的S域和Z域混合模型如圖2所示。經過推導可以得到電荷泵的輸出為：
式中：θref為參考信號相位;θsig為環路返回信號相位;θqn為相位域的量化噪聲;ni為調制器輸出的延時深度，Ii為多輸入電荷泵的各支路電流;fref為鑒相器工作頻率;H(z)為針對量化噪聲的等效FIR濾波的傳遞函數：
電荷泵電流在該結構中扮演了雙重角色。從式(1)可以看出，同常規結構一樣，總電流影響了環路動態特性;另一方面，式(2)表明各支路電流決定了所實現FIR濾波器傳遞函數的各項系數。只要根據所要實現的傳遞函數設置調制器輸出的延時深度以及電荷泵各支路電流的分配比例，就可以實現全定制的噪聲整形。此外，式(2)中當f=0時，將有H(z)≡1。這表明無論設計參數如何選取，該結構所實現的FIR濾波器恒有單位直流增益，因此從根本上解決了現有數字FIR噪聲濾除技術中的噪聲增益問題。
現以8抽頭混合型FIR濾波器為例，分析該結構所實現的全定制噪聲整形。通過采用并行8支路鑒相器和1個8輸入的電荷泵，并給電荷泵各支路分配相同的電流，設置圖1中調制器輸出的每級延遲為單個時鐘周期，可以實現如圖3所示的濾波器頻域響應。對應的傳遞函數為：
圖4是行為級仿真得到的采用混合型FIR濾波器的新結構鎖相環輸出的頻譜，并與傳統結構做了對比。所有模塊均為無噪聲理想模型，因此頻譜中只含△-∑調制帶來的量化噪聲。所用參考時鐘頻率為14.318 MHz;輸出頻率為532 MHz，對應的分頻比為37.156;電荷泵總電流為320μA，對應每個支路40μA;振蕩器增益為250 MHz/V;環路濾波器采用2階;環路帶寬設為700 kHz，對應的過采樣率僅為10;所用調制器為3階MASH結構。圖中橫坐標按照參考時鐘頻率歸一化。對比圖4和圖3可以看出，混合型FIR濾波器按照其傳遞函數實現了預期的對量化噪聲的抑制。
圖5(a)是行為級仿真得到的環路建立過程中振蕩器控制電壓的瞬態波形。從相同的建立過程(包括其中的周期滑動現象)可以看出，由于新結構中多輸入電荷泵的總電流與傳統結構保持一致，因此混合型FIR濾波器的使用不會影響環路動態特性。
圖5(b)是對比采用混合型FIR濾波器的新結構與傳統結構在環路鎖定時的瞬時相位誤差電壓(即2階環路濾波器中電阻兩端的電壓)。從中可以看到，盡管環路呈現相同的動態特性，但新結構中的瞬時相位誤差電壓遠小于傳統結構。這表明高頻量化噪聲得到了混合型FIR濾波器的有效抑制。
2 失配的影響
相比現有數字FIR噪聲濾除技術，所提出的混合型FIR濾波在實現過程中引入了模擬域的操作，因此需要考慮失配的影響。由于最終噪聲濾除效果是用濾波器傳遞函數來描述的，所以失配的影響因素同樣也可以歸結到對濾波器傳遞函數的改變，主要包括以下3個方面：
(1)電荷泵各支路電流的失配△Ii改變了傳遞函數的系數;
(2)延時失配引起調制器輸出延時深度改變△ni;
(3)并行支路間非同步引入附加相位偏移△φi。
考慮到這些因素后，式(2)所示的FIR濾波器傳遞函數將轉變為：
其中，作為模擬模塊的電荷泵，電流鏡失配引起的各支路電流的改變是不可避免的，因此是影響FIR濾波器傳遞系數的主要因素。通過在上電初始化時對并行各支路加以同步復位后影響因素(3)，將與影響因素(2)一樣，由于相關的電路模塊為寄存器鏈、分頻器以及鑒頻鑒相器等離散時間域工作的數字模塊，因此主要受時鐘抖動影響，從而相對△Ii而言，△ni和△φi可以忽略。
基于以上考慮，假設電流失配、延時失配以及非同步引起的附加相差分別滿足3σ=15%，3σ=1%和3σ=0.01π的正態分布。對由式(3)給出的混合型FIR濾波器的頻域響應做Monte-Carlo分析，可以得到如圖6所示的結果。
對于其他純模擬的量化噪聲抑制技術，比如采用數/模轉換器補償量化誤差的方法，失配將造成整個頻帶上噪聲抑制效果的惡化。從圖6可以看到，混合型FIR噪聲濾除技術中，失配主要影響傳遞函數的零點位置。在遠離零點的頻偏處，濾波器增益的變化在±3 dB以內;而在預期的零點位置處，即便有失配存在，仍然能保證有至少25 dB的抑制，這通常已經足以把量化噪聲降低到不再影響整體性能的水平。此外，從圖中虛線給出的不失一般性的個例可以看到，盡管失配使得在一些頻偏處的噪聲抑制程度不如預期值，但也使得在其他頻偏處的噪聲抑制要優于預期值。這個特性進一步使得量化噪聲的總體改善對失配不敏感。
3 并行支路間的準同步
傳統△-∑鎖相環或△-∑延時鎖定環中只有一個鑒相器，其輸入端的參考時鐘和環路反饋回來的信號時鐘之間在鎖定后只存在由式(4)給出的瞬時相位誤差，這決定了電荷泵的開啟時間和對應的噪聲注入。而在采用混合型FIR噪聲濾除技術的結構中，存在并行多支路鑒相器。它們一方面共享同一個參考時鐘，另一方面則是由各自對應的分頻器或相位選擇器產生各自的信號時鐘，因此存在是否需要對這些信號時鐘加以同步的問題。
支路間處于異步狀態時將造成的問題如圖7所示。
為不失一般性，此處假設要實現一個簡單的2抽頭FIR濾波器，其傳遞函數為(1+z-1)/2，因此環路中將需要用到2個支路的鑒相器。如圖7所示，在環路建立后，參考時鐘沿將被鎖定在2個信號時鐘沿的中間。因此，如果兩個信號時鐘沿的相位差為△φ，則對于每個鑒相器而言，輸入端的瞬時相位誤差比原來增加了△φ/2。此外，為了保持環路的鎖定，2個電荷泵支路需要在每個鑒相周期內交替充放電。支路間的相位差△φ越大，也就意味著電荷泵開啟時閶以及噪聲注入時間越長，從而嚴重惡化帶內相位噪聲以及參考雜散性能。另一方面，支路間異步引入的附加相位偏移還將影響所要實現的混合型FIR濾波器的傳遞函數。
為了避免這些性能上的惡化，混合型FIR噪聲濾除技術在電路實現上需要保證并行支路間處于準同步狀態，即各信號時鐘的相位差應滿足：
式中：φi和φj分別為第i和j路信號相位;Ni和Nj為支路對應的控制字;φstep為相位量化步長。可見，這里的“準同步”包含2個含義：一方面，由于各支路的信號時鐘受控于不同的控制字，因此不可能實現零相位差的完全同步;另一方面，各支路信號時鐘的相位差應當僅由量化控制字的差異引起，無任何附加相位差。
圖8是4電平量化下支路準同步后的時鐘信號示例。各支路信號時鐘在同樣的4個備選相位間切換，從而對于任何一個支路而言，其工作狀態都和傳統結構完全一致，這就實現了真正意義上并行操作和離散時間域的信號合成。
就電荷泵本身而言，由于其總電流與傳統結構一致，這使得所用的有源器件總體尺寸保持不變，從而貢獻的噪聲也就不變。惟一的差別是多輸入電荷泵中需要多用若干個開關管，其帶來的噪聲惡化幾乎可以忽略。
4 電荷泵非線性的改善
在△-∑鎖相環或△-∑延時鎖定環里，電荷泵的非線性將造成高頻量化噪聲被折疊到低頻，從而影響帶內相位噪聲性能。采用了混合型FIR噪聲濾除技術后，由于環路中并行的鑒相器和電荷泵支路是由△-∑調制器的輸出經過不同時鐘周期延時后依次控制的，因此會對各支路受數字控制的相位誤差有類似“桶形移位”的效果。如圖9所示，盡管該結構沒有像模/數轉換器設計中的桶形移位技術一樣存在控制字的卷繞，但多支路的并行工作配合依序的控制，使得所有相位誤差電荷在電荷泵中合成后，各支路數控相位到模擬域電荷的非線性映射可以得到平均和改善。
這種結構對電荷泵非線性的改善還可以從另一個角度來解釋，即造成電荷泵非線性的一個重要原因是其上下電流存在和輸出電壓相關的動態失配。圖5(b)表明，在采用了混合型FIR噪聲濾除技術后，電荷泵輸出電壓擺幅遠小于傳統結構，這就意味著電荷泵的線性度得到了提高。
可以看出，混合型FIR濾波器在實現預期噪聲整形的同時，也減小了由于電荷泵非線性造成帶內噪聲的惡化。作為一個特例，盡管各支路存在如圖9所示的非線性，但當它們疊加之后恰好是線性特性時，該結構將能完全消除每個支路非線性的影響。但是由于這種巧合在實際電路中幾乎不存在，因此通常不能實現徹底的線性化改善，在設計中仍然需要注意結合其他一些提高線性度的考慮。
5 額外的開銷
從圖1給出實現混合型FIR噪聲濾波的電路結構可以看出，該技術相比傳統結構需要額外的硬件開銷，包括一個多輸入電荷泵、多個鑒相器，以及用于實現調制器輸出延時的寄存器鏈。此外，由于送至鑒相器的環路反饋信號在鎖相環和延時鎖定環中分別由分頻器和相位選擇器或插值器得到，這意味著這些模塊也需要有多個。
對于多輸入電荷泵，由于其總電流必須和傳統結構中的電荷泵一致，以維持環路原始動態特性，因此電路中只是存在更多的開關管，幾乎沒有額外的面積和功耗的開銷。
對于其他模塊，由于它們都屬于單端數字電路，因此面積和功耗可以隨著CMOS工藝的進步得到成比例的改善。這也意味著如果采用先進的工藝，則可以在較低的代價下實現更多抽頭數的FIR濾波器，以達到更好的噪聲抑制效果。
然而由于分頻器消耗的電流隨著工作頻率的提高而急劇增加，這使得在高頻無線應用中采用混合型FIR噪聲濾除技術時存在巨大的功耗開銷。為了解決這個問題，在分頻器設計上可以遵照移相的方法來實現等效分頻，從而使并行支路問可以共用最耗電流的前級預分頻器，以降低總功耗。
6 結語
本文提出的一種混合型FIR噪聲濾波技術，其基本電路結構是：將△-∑調制器的輸出經過一個寄存器鏈加以延時，從中選取若干抽頭去控制并行的多支路分頻器或相位選擇器，并各自經過鑒相器判別相位差，最后各支路對應的誤差電荷在一個多輸入電荷泵中加以合成，由此可以在不改變環路動態特性的同時，實現對量化噪聲的等效FIR濾波。由于這種技術基于離散時間域工作，因此繼承了現有數字FIR噪聲濾除技術對PVT變化以及模擬失配不敏感的優點;同時又結合模擬域的電荷合成解決了數字FIR濾波器的噪聲增益問題;而其并行多支路工作配合依序控制的結構特點又帶來降低對電荷泵線性度要求的額外好處。此外，相比其他純模擬的量化噪聲抑制技術，該技術也有硬件成本上的優勢。
粵公網安備 44030902003195號