(3)轉(zhuǎn)發(fā)干擾時(shí)進(jìn)行相位調(diào)制比較簡(jiǎn)單。現(xiàn)代雷達(dá)的工作體制已從簡(jiǎn)單的脈沖制雷達(dá)發(fā)展到脈沖多普勒(PD)和脈壓等全相參雷達(dá)，移頻干擾和調(diào)相干擾是對(duì)這種相參雷達(dá)常用的有效干擾方式。幅度量化DRFM常用的一種調(diào)制方式如圖2(a)所示。

 

其多普勒調(diào)制器采用數(shù)字正交混頻方案。假設(shè)幅度采樣后雷達(dá)信號(hào)為

利用DDS產(chǎn)生cos(2πf_dn)和sin(2πf_dn)的數(shù)字信號(hào)，分別乘以同相分量S_I(n)和正交分量S_Q(n)，然后兩路數(shù)字信號(hào)相減得到：

這樣S’(n)相對(duì)于原始信號(hào)有了一個(gè)多普勒頻移f_d。由以上分析可知，幅度量化DRFM在進(jìn)行相位調(diào)制時(shí)每個(gè)采樣點(diǎn)要進(jìn)行2次乘法運(yùn)算和1次加法運(yùn)算，運(yùn)算量比較大，對(duì)于實(shí)時(shí)性要求較高的應(yīng)用場(chǎng)合，難以滿足要求。圖2(b)是基于幅相量化DRFM的多普勒頻移干擾產(chǎn)生單元。控制單元以周期T_s(ADC采用周期)從存儲(chǔ)單元中取出相位數(shù)據(jù)流ø(n)，并按要求產(chǎn)生頻移常數(shù)因子2πf_dT_s送入累加器。累加器以為周期對(duì)頻移因子進(jìn)行累加運(yùn)算，并輸出對(duì)應(yīng)的相位偏移量ø_d（n）=n·2πf_dT_s，精度取決于相位量化位數(shù)B。再經(jīng)加法器與取出的雷達(dá)相位信號(hào)相加得到干擾信號(hào)的相位數(shù)據(jù)流

送入相幅轉(zhuǎn)換器中。通過(guò)簡(jiǎn)單計(jì)算可知干擾信號(hào)的瞬時(shí)角頻率

即完成了多普勒頻移調(diào)制。由于采用正交調(diào)制技術(shù)，多普勒頻移的無(wú)模糊帶寬與ADC帶寬相同，可達(dá)l／T_s。觀察圖2(b)，不難看出基于幅相量化的DRFM進(jìn)行多普勒移頻干擾每個(gè)采樣點(diǎn)只需2次加法運(yùn)算，與幅度量化DRFM相比大大減少了運(yùn)算量，從而提高了處理速度。

與傳統(tǒng)的相位量化DRFM相比，幅相量化DRFM最顯著的優(yōu)勢(shì)在于其復(fù)制信號(hào)有較高的保真度。以常用的3bit相位量化為例，理想情況下其由量化引起的寄生信號(hào)最大功率出現(xiàn)在7次諧波處，約為一16．9dB，難以滿足干擾PD雷達(dá)所需的寄生信號(hào)功率小于一20～-30dB的要求。當(dāng)增加量化位數(shù)后，其信噪比提高不明顯，且系統(tǒng)復(fù)雜程度大幅度提高。幅相量化DRFM，由于其前端采用A/D幅度采樣，所以其存儲(chǔ)信號(hào)的保真度與使用同性能ADC的幅度量化DRFM相同，由量化噪聲引起的信噪比(S/n)_q與量化位數(shù)b的關(guān)系近似為：

(S/n)q≈6.02×b+1.76dB (9)

當(dāng)A／D量化位數(shù)b=3時(shí)，即可獲得比較滿意的信噪比。而且隨量化位數(shù)的增加，信噪比呈線性提高。

4、系統(tǒng)仿真

筆者利用Matlab軟件的Simulink工具箱，對(duì)這種基于幅相量化的DRFM系統(tǒng)進(jìn)行建模與仿真。模擬雷達(dá)射頻信號(hào)為20MHz單頻正弦波，系統(tǒng)前端采用正交AD采樣，本振頻率f_o=21MHz，經(jīng)混頻、低通濾波后的中頻頻率f_o=21—20=1MHz，量化位數(shù)b=8，采樣頻率f_o=4MHz。，I，Q數(shù)字信號(hào)經(jīng)幅相轉(zhuǎn)換器變換，輸出一路相位數(shù)據(jù)，存入存儲(chǔ)器中，存儲(chǔ)長(zhǎng)度為0．1ms。轉(zhuǎn)發(fā)過(guò)程與儲(chǔ)頻過(guò)程相反，前面已經(jīng)討論，這里不再敷述。

由于在未加干擾時(shí)同比特幅相量化與幅度量化DRFM的信號(hào)保真度相同，而幅度量化與相位量化DRFM的保真度比較，參考資料4中已做了詳細(xì)的論證和仿真，所以本文重點(diǎn)對(duì)同比特幅度量化與幅相量化DRFM對(duì)脈內(nèi)幅度起伏信號(hào)的復(fù)制效果做一仿真比較。